ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE Elektrotechnická fakulta DIPLOMOVÁ PRÁCA Textová časť 006 Marek Martiš
Diplomová práca Priezvisko a meno: MARTIŠ Marek Rok: 006 Názov diplomovej práce: Návrh mäkko komutovaného DC/DC meniča pre malé výkony s využitím technológie COOL MOS Fakulta: elektrotechnická Katedra: výkonových elektrotechnických systémov Počet strán: 50 Počet obrázkov: 33 Počet tabuliek: 1 Počet grafov: 0 Počet príloh: 4 Počet použitých literatúr: 6 Anotácia v slovenskom jazyku: Táto diplomová práca sa zaoberá návrhom DC/DC meniča pre malé výkony s využitím technológie COOL MOS. V podstate ide o výber vhodnej topológie meniča, návrh transformátora a jednotlivých komponentov silovej a riadiacej časti obvodu. Činnosť DC/DC meniča je overená simuláciou a meraním na funkčnej vzorke. Anotácia v anglickom jazyku: This Master Thesis deals about designing of DC/DC converter for low power applications with using COOLMOS technology. In fact, it is about choosing a suitable converter topology, designing of transformer and components of power and control circuits. Final product was tested by PC simulation. Kľúčové slová: DC/DC menič, COOL MOS, riadiaci obvod, PWM Vedúci diplomovej práce: Ing. Róbert Šul Recenzent diplomovej práce: Konzultant diplomovej práce: Dátum: 19.5.006 - -
Obsah 1 Analýza súčasného stavu v oblasti mäkko komutovaných meničov malých výkonov... - 7 - Výber vhodnej topológie meniča... - 13 -.1 Znižujúci menič (Step Down Converter - Buck)... - 13 -. Zvyšovací menič (Step Up Converter - Boost)... - 14 -.3 Zvyšujúco - znižujúci menič (Cuk Converter)... - 15 -.4 Blokovací menič (Flyback Converter)... - 16 -.5 Priepustný menič (Forward Converter)... - 18-3 Návrh komponentov vybranej topológie meniča... - 1-3.1 Návrh komponentov výkonovej časti obvodu meniča... - 1-3.1.1 Návrh transformátora... - 4-3.1. Návrh RC ochrán... - 9-3. Návrh komponentov riadiacej časti obvodu... - 31-3.3 Spätná väzba... - 34-3.3.1 Nespojitý režim činnosti... - 34-3.3. Spojitý režim činnosti... - 36-4 Optimalizácia simulačného modelu meniča... - 38-4.1 Režimy činnosti simulačného modelu meniča a výsledné priebehy. - 39-4.1.1 Ustálený stav... - 39-4.1. Stav pri zaťažení... - 40-4. Optimalizácia spätnej väzby meniča... - 4-5 Experimentálne overenie vlastností meniča... - 43-5.1 Overenie vlastností transformátora... - 47-5.1.1 Meranie indukčností... - 47-5.1. Meranie prevodu... - 47-5.1.3 Meranie rozptylových indukčností... - 47-5.1.4 Meranie vlastnej kapacity vinutí... - 48 - Záver... - 49 - Zoznam odbornej literatúry... - 50 - - 3 -
Zoznam použitých symbolov a skratiek U 1, U IN [V] vstupné napätie U, U O, U výst [V] výstupné napätie U r, U ref [V] referenčné napätie U S [V] zvyškové napätie na spínacom prvku v dobe zopnutia U C [V] napätie na kondenzátore U [V] rozdiel dvoch napätí u [V] maximálne zvlnenie napätia U L [V] napätie na indukčnosti U F [V] napätie na dióde v priepustnom smere U D [V] úbytok napätia na dióde U IND [V] indukované napätie I 1, I IN [A] vstupný prúd I S [A] prúd prechádzajúci spínačom v dobe zopnutia I PRI [A] prúd tečúci primárnym vinutím transformátora I SEC [A] prúd tečúci sekundárnym vinutím transformátora I (RMS) [A] efektívna hodnota prúdu I OB [A] prúd na hranici medzi prerušovaným a neprerušovaným režimom činnosti f [Hz] frekvencia f SW [Hz] spínacia frekvencia T [s] perióda PWM šírkovo impulzná modulácia OSC oscilátor S spínač (tranzistor) T transformátor ZVS spínanie v nule napätia ZCS spínanie v nule prúdu a v δ činiteľ vinutia činiteľ plnenia - 4 -
m n N počet fáz R [Ω] odpor napäťový prevod počet závitov R L [Ω] odpor vinutia P [W] výkon P P [W] príkon P Zimp [W] stratový výkon t [s] čas t OCH [s] čas trvania najväčšej prepäťovej špičky na tranzistore L 1, L P [H] indukčnosť primárnej cievky transformátora L, L S [H] indukčnosť sekundárnej cievky transformátora Lσ [H] rozptylová indukčnosť σ d [mm] hĺbka vniku [mm] priemer vodiča P Cu [W] straty vo vinutí P J [W] straty v jadre transformátora σ Cu [A/ m ] prúdové zaťaženie μ 0 μ e P V [H/m] permeabilita vákua efektívna permeabilita [mw/g] merný stratový výkon l e [m] stredná dĺžka závitu vinutia 3 V e [ m ] objem jadra S e, S min [ m ] prierez jadra, minimálny prierez jadra B [T] zdvih magnetickej indukcie BBS [T] magnetická indukcia nasýtenia A [Ws] energia, práca - 5 -
Úvod Každé elektronické zariadenie musí byť napájané. Najbežnejší napájací zdroj s malým odberom prúdu, bol pred rozšírením polovodičových usmerňovacích prvkov dvojcestný usmerňovač sieťového napätia s tlmivkovým filtrom so vstupnou kapacitou. V roku 1904 bol využitý objav elektrónovej emisie na zostrojenie vákuovej usmerňovacej elektrónky, čím sa začalo veľké rozšírenie elektroniky. Pre väčšie prúdy sa v slaboprúdovej technike používali selénové usmerňovače v mostovom zapojení s filtrom a nárazovou tlmivkou. Usmerňovač bol zostavený z kovových kruhových doštičiek, na ktorých z jednej strany bola nanesená selénová vrstva, chránená slabou kovovou vrstvou. Vrstvením selénových krúžkov sa usmerňovalo napätie až do niekoľko kv. Polovodičovou technológiou sa výrazne zmenili napájače elektrických zariadení. Klasické lineárne zdroje sa nahradzujú impulzovými, ktoré pracujú v oblasti vysokých frekvencií. Zatiaľ, čo v minulosti sa používala iba konverzia napätia nahor (napájanie elektrónkových prístrojov z akumulátorov), v dnešnej dobe sú obidva základné typy konverzie približne rovnako časté. Rastie totiž počet obvodov s nízkym napájacím napätím a napätie elektrochemických zdrojov je stále rovnaké. - 6 -
1 Analýza súčasného stavu v oblasti mäkko komutovaných meničov malých výkonov Vo všeobecnosti menič pretvára elektrické vstupné veličiny s amplitúdou U 1 (I 1 ), frekvenciou f 1, a počtom fáz m 1 na výstupné napätie s amplitúdou U (I ), frekvenciou f, a počtom fáz m. Meniče, ktoré menia jednosmerné napätie na jednosmerné napätie inej hodnoty sa volajú DC/DC meniče. Nazývame ich aj impulzové alebo spínané zdroje, pretože sú impulzmi riadené a prerušovane spínajú usmernené a vyfiltrované sieťové napätie. Bloková schéma všeobecného DC/DC meniča je znázornená na obr. 1.1 [1]. Do značnej miery vychádza zo schémy lineárneho (spojitého) zdroja (v tomto prípade možno lepšie povedané - spätnoväzobného stabilizátora). U spínaných zdrojov je však akčný člen realizovaný spínačom (spínacím prvkom S). Ďalšou významnou zmenou blokovej schémy je náhrada zosilňovača odchýlky (u spojitých zdrojov) blokom prevodu regulačnej odchýlky na časovú postupnosť impulzov. Tento blok riadi spínanie akčného člena S v závislosti na regulačnej odchýlke, ktorá je získavaná podobne ako u spojitých zdrojov porovnaním výstupného napätia zdroja s referenčným napätím Ur. Jednosmerné vstupné napätie je podmienkou činnosti DC/DC meničov. Tie pracujú obvykle na frekvenciách 50kHz až 1MHz. Výsledkom ich činnosti je obdĺžnikový priebeh. Výstupné napätie je následne usmernené a vyfiltrované. Na výstupný filter sú kladené zvýšené nároky, pretože záťaž je po dobu, kedy je spínač rozopnutý, napájaná iba z energie akumulovanej práve vo výstupnom filtry. Často plní funkciu akumulačného prvku cievka zapojená už ako súčasť bloku spínača (alebo transformátor, ktorý umožní galvanické oddelenie výstupného obvodu a má vďaka vysokej pracovnej frekvencii ďaleko menšiu hmotnosť i rozmery oproti transformátoru sieťovému, 50Hz). Porovnaním strát na akčnom člene u spínaných a lineárnych zdrojov je zrejmá najvýznamnejšia výhoda impulzových zdrojov. Keďže základom pre činnosť spínaného zdroja je použitie polovodičových prvkov výlučne v spínacom režime, vznikajú tu len spínacie straty, z čoho vyplýva vysoká účinnosť zdroja. Na udržanie konštantného výstupného napätia na spojitých zdrojoch je na akčnom člene nutne napätie, ktoré je rovné rozdielu vstupnému a výstupnému napätiu, počas celej doby činnosti zdroja. Úplne iná situácia je u zdrojov impulzových. Spínač S je zopnutý iba v určitej časti pracovného cyklu - 7 -
meniča a pri zopnutí je na ňom iba malé napätie (obvykle saturačné napätie), preto dochádza k značnému zníženiu stratového výkonu na tomto akčnom člene oproti zdrojom spojitým. Regulácia výkonu zdroja sa dosahuje zmenou striedy pri konštantnej frekvencii, alebo zmenou frekvencie pri konštantnej alebo premenlivej striede. Takto prerušované napätie môžeme transformovať na iné a usmerniť ho. Spínané meniče môžu byť s galvanickou izoláciou alebo bez nej. Galvanické oddelenie obvykle zaisťuje vyriešenie problémov zemných slučiek, a bezpečnostné pravidlá oddelenia od siete. Súčasne tento typ meniča umožňuje niekoľko volieb hodnôt použiteľných napätí. Avšak naproti tomu galvanická izolácia zvyšuje zložitosť a cenu meniča. Konštrukcia impulzových zdrojov prináša i rad problémov. Vzhľadom k vysokým pracovným frekvenciám sú kladené väčšie nároky na parametre súčiastok. Použitie takýchto súčiastok zvyšuje cenu impulzového zdroja. Tú zvyšuje i nutnosť odrušovať magnetické polia vyžarované do okolia, ktoré súvisia s pracovnou frekvenciou meniča. Optimálna hodnota pracovnej spínacej frekvencie je rozdielna pre rôzne hodnotiace hľadiská meniča. Prevádzková frekvencia by mala byť nad počuteľným rozsahom frekvencií (nad 0kHz). Najnižšia praktická hodnota sa teda volí 50 khz. Horný limit prevádzkovej frekvencie je daný dostupnosťou jednotlivých súčiastok (spínacie prvky, magnetické materiály) v rozsahu do 1 MHz [5]. Obr. 1.1 Bloková schéma všeobecného DC/DC meniča - 8 -
Stratový výkon je možné (pri zanedbaní prepínacích strát) vyjadriť približne vzťahom P = U. I k (1.1) Z imp S S. kde U S je zvyškové napätie na spínacom prvku v dobe zopnutia I S prúd prechádzajúci spínačom v dobe zopnutia k pracovný činiteľ (0 k 1) [5] Ako vysokofrekvenčné výkonové spínacie prvky sa používajú MOS FET tranzistory. V súčasnej dobe sa na ich výrobu používa nová revolučná technológia COOL MOS. Do driftovej oblasti COOL MOS tranzistora sa doplnili vodivostné kanáliky typu P, ktoré sú spojené s pôvodnými P kanálikmi, ako je to naznačené na obr. 3.3. a) tradičná štruktúra b) COOLMOS štruktúra (podstata) Obr. 1. Štruktúry MOS Hlavná výhoda COOL MOS technológie je redukovanie hodnoty R DS(on) napr. u 600 voltového tranzistora 5 násobne pri rovnakej veľkosti púzdra. Nižšia hodnota R DS(on) vedie k výraznému zníženiu výkonových strát a tým aj k zníženiu oteplenia tranzistora. COOL MOS je schopný zvládnuť až 3 krát väčší výstupný výkon než štandardný MOSFET v závislosti na type meniča. Nevýhodou je malá skratová odolnosť a približne 3 krát vyššia parazitná kapacita hradla. Nevýhodou sú aj zlé dynamické vlastnosti diódy vo vnútri štruktúry, čo obmedzuje použitie COOL MOS-ov v tvrdo spínaných aplikáciách s induktívnou komutáciou [6]. - 9 -
Požiadavky kladené na DC/DC meniče môžeme zhrnúť do 4 bodov galvanická izolácia výstupu vzhľadom k vstupu možnosť regulácie veľkosti výstupného napätia možnosť časovej postupnosti nábehu jednotlivých lokálnych napájacích napätí zníženie elektromagnetického rušenia [] Popularita spínaných zdrojov stále rastie a dôvodov všeobecného používania impulzových napájacích zdrojov u súčasne navrhovaných elektronických konštrukcií je niekoľko. Vyplývajú z výhod, ktoré majú oproti klasickým napájačom vysoká účinnosť významná hmotnostná a objemová úspora dobrá regulačná dynamika dobrá stálosť napätia s najvyššími zmenami možnosť viacerých stabilizovaných výstupných napätí nízka náročnosť na vyhladenie výstupného napätia pri vyšších frekvenciách nepočuť oscilácie menšie problémy s chladením DC/DC meniče sa vyčlenili ako samostatná skupina zdrojov a oblasť konštrukcie a použitia je veľmi široká a možno ju deliť podľa niekoľkých kritérií. Prvým je výstupný výkon a konštrukcia Meniče s výstupným výkonom do 10 W- sú obvykle konštruované ako hybridné obvody určené pre montáž na plošné spoje. Obmedzenie ich výkonu je dané schopnosťami púzdra odviesť straty do okolia. Meniče s výstupným výkonom do 300 W- z hľadiska činnosti sa podobajú prvej skupine. Sú určené k zabudovaniu do iných zložitejších konštrukcií alebo k samostatnej činnosti (meniče napätia vo vozidlách ). Meniče s výstupným výkonom stoviek W-ov až jednotiek kw-ov - sú už stavané ako samostatné skriňové jednotky. Využívajú sa najmä ako napájacie jednotky jednosmerných motorov v automatizácii výroby a inde. - 10 -
Podľa kritéria princípu činnosti rozoznávame Meniče s lineárnymi obvodmi, t.j. meniče obsahujúce lineárne stabilizátory a to parametrické aj spätnoväzobné monolitické. Základnou vlastnosťou tejto skupiny je možnosť iba znižovať vstupné napätie na nižšiu hodnotu napätia výstupného. Majú malú účinnosť a galvanické spojenie vstupu s výstupom. Meniče bez indukčností, určené pre odber malých prúdov. Obvykle obsahujú monolitické integrované obvody v kombinácii s ďalšími pasívnymi súčiastkami. Používajú sa pre zdvojnásobenie a inverziu vstupného napätia, môžu generovať i niekoľko výstupných napätí naraz. Ich vstup je galvanicky spojený s výstupom. Meniče s cievkami, vychádzajúce z klasických zapojení spínaných zdrojov. Umožňujú konštruovať meniče s vysokou účinnosťou pri možnosti znižovať, zvyšovať či invertovať vstupné napätie. Ich výstup je vždy galvanicky spojený so vstupom, vyznačujú sa existenciou iba jedného výstupného napätia. Z tohto napätia však môže byť odvodzovaných i niekoľko menších ďalších napätí pomocou spätnoväzobných a parametrických stabilizátorov. Do tejto skupiny patria i meniče s cievkou, ktorá ma odbočku (autotransformátor). Meniče s transformátormi sú skupinou, v ktorej sa vyrába najviac typov obvodov. Majú vždy galvanicky izolovaný výstup od vstupu a to pomerne na veľmi vysoké skúšobné napätie jednotiek kv-ov. Charakteristiky sa vyznačujú množstvom kombinácií výstupných napätí []. Podľa princípu činnosti sa priemyselne vyrábajú tri typy meničov akumulačné priepustné dvojčinné Podľa zapojenia výstupných obvodov sa delia uvedené typy spínaných zdrojov na nerezonančné, v ktorých spínacie prvky pracujú z princípu s tzv. tvrdým spínaním, v angličtine označovaným Hard Switching. Počas procesov zapínania a vypínania reálneho polovodičového prvku, ktoré trvajú konečnú dobu, je - 11 -
na takomto prvku nenulové napätie a súčasne nenulový prúd. Obe veličiny sa pritom v priebehu týchto procesov menia s časom, pretože sa mení okamžitá vodivosť prvku. Behom doby zopnutia resp. vypnutia sa tak premení energia v teplo, čo spôsobuje straty a následné zníženie účinnosti. rezonančné, ktoré sa označujú aj ako mäkko spínané (Soft Switching) a využívajú kapacity a indukčnosti na obmedzenie spínacích strát. Podľa toho, či je pri procese spínania primárne zaručené nulové napätie či nulový prúd spínacieho prvku, rozlišujú sa meniče so spínaním pri nulovom napätí (ZVS - Zero Voltage Switching), alebo so spínaním pri nulovom prúde (ZCS - Zero Current Switching). Ak nie je rezonancia jednoznačne vyjadrená obvodovými prvkami, jedná sa o napájače kvázi rezonančné. Ich topológia je od priepustného meniča odlišná, rovnaký však zostáva systém prenosu energie [], [3]. Meniče s mäkkou komutáciou majú v dnešnej dobe širokú oblasť použitia. Slúžia hlavne na napájanie rôznych elektrických zariadení. Konštrukcie meničov sa využívajú v týchto zariadeniach: zváračky zdroje jednosmerného napätia pre výpočtovú techniku, telekomunikačnú a rádiokomunikačnú techniku, atď. nabíjacie zariadenia akumulátorov - 1 -
Výber vhodnej topológie meniča.1 Znižujúci menič (Step Down Converter - Buck) Existuje niekoľko variantov zapojení akčných členov bezstratových DC/DC meničov. Obvod, v ktorom je indukčnosť zapojená do série so spínacím prvkom a záťažou je na obr..1. Tieto obvody sú určené pre znižovanie napätia a sú označované aj ako Step Down Converter alebo Buck Converter. Po zopnutí spínača S rastie na kondenzátore a záťaži napätie s rýchlosťou nepriamo úmernou hodnotám indukčnosti L a kapacity C. Po rozopnutí spínača S sa snaží indukčnosť L udržať smer a veľkosť prúdu. Energia akumulovaná počas prvej fázy (v dobe zopnutia spínača S) sa mení na prúd záťaže. Aby však prúd záťaže mohol v tejto dobe pretekať, je obvod doplnený ďalším spínačom (diódou D, ktorá je pri zopnutom spínači S polarizovaná v závernom smere). Z popisu funkcie obvodu vyplýva, že v prvom intervale činnosti (zopnutý S) napätie na výstupe rastie, naopak počas druhého intervalu (spínač S rozopnutý) výstupné napätie klesá. Ak je však spínanie dostatočne rýchle, je možné výstupné zvlnenie dobre filtrovať. Z vyššie uvedeného popisu možno odvodiť, že výstupné napätie môže byť maximálne rovné vstupnému napätiu. Zmenu výstupného napätia možno dosiahnuť zmenou vzájomného pomeru dôb t 1 (spínač zopnutý) a t (spínač rozopnutý). Vo väčšine zapojení sa používa pomer dôb t 1 a t pri zachovaní konštantnej periódy t 0 (t 0 = t 1 + t ) [3]. Obr..1 Znižujúci menič (Step Down Converter - Buck) - 13 -
. Zvyšovací menič (Step Up Converter - Boost) Tento obvod má indukčnosť zapojenú do série a spínač paralelne so záťažou (obr..). Energia je prenášaná zo vstupu na výstup odlišným spôsobom oproti obvodu popisovanému vyššie. Zatiaľ čo v predchádzajúcom prípade, išlo o tzv. priepustný menič, bola záťaž v dobe zopnutého spínača S pripojená na vstupný zdroj energie, je v nasledujúcom prípade záťaž od vstupného zdroja energie zopnutým spínačom S oddelená. Preto sa tieto typy meničov nazývajú blokujúce. Zo zdroja U IN tečie prúd cez indukčnosť L a spínač S a energia sa akumuluje v magnetickom poli cievky L. Prúd indukčnosťou narastá lineárne až do okamihu, keď je spínač rozopnutý. V tomto čase má cievka opäť snahu udržať smer a veľkosť prúdu a vzniká na nej indukované napätie. Toto napätie sa sčíta s napätím napájacieho zdroja. Pretože veľkosť indukovaného napätia závisí na hodnote indukčnosti L, na veľkosti prúdu a na rýchlosti rozopnutia spínača S, potom toto napätie nie je amplitúdovo obmedzené a môže byť teoreticky ľubovoľne vysoké. Vplyv dôb t 1 a t na priebeh výstupného napätia U O nie je u tohto zapojenia tak jednoznačný. S rastúcou veľkosťou času t 1 síce rastie veľkosť prúdu I (pri konštantnom di/dt narastie i U IND ), ale súčasne klesá aj napätie U O dlhým vybíjaním kondenzátora C. Naopak, rastúcou dobou t je síce kondenzátor C ďalej dobíjaný, ale iba v tom prípade, že veľkosť U I + U L je väčší ako U O + U F, kde U F je napätie na dióde v priepustnom smere. Táto podmienka nemusí byť vždy splnená. Návrh spínaného zdroja Step Up je teda zložitejšia a je možno odvodiť, že obvod nemôže byť navrhnutý tak, aby U I > U O [3]. Obr.. Zvyšovací menič (Step Up Converter - Boost ) - 14 -
.3 Zvyšujúco - znižujúci menič (Cuk Converter) Označenie Cuk sa v literatúre používa pre meniče, ktoré dokážu vstupné napätie ako zvyšovať, tak aj znižovať, resp. udržujú výstupné napätie konštantné i v prípade, že vstupné napätie je nižšie alebo vyššie ako toto výstupné napätie. Menič Cuk (obr..3) je nepriamy bez izolácie vstupu od výstupu. Prvým intervalom činnosti po zopnutí napájacieho napätia je stav rozopnutia spínača S, kedy prúd tečie zo zdroja U IN v sérii s cievkou cez kondenzátor C 1, diódou D 1 a vracia sa späť do zdroja. Tým je nabíjaný kondenzátor C 1 na napätie U IN + U L1, dané dobou do zopnutia spínača S. Energia magnetického poľa cievky L 1 klesá. Pokiaľ by bol interval rozopnutia spínača dostatočne dlhý, začal by sa kondenzátor C 1 vybíjať cez cievku L 1 späť do zdroja. K takémuto stavu, by pri správnom časovaní spínania nemalo prísť. Druhým intervalom činnosti je zopnutie spínača S. V momente zopnutia začne pretekať prúd zo zdroja cez cievku L 1 (cievka je teraz spotrebičom) a zopnutý spínač späť do zdroja a hodnota prúdu cievkou sa teda môže opäť zvyšovať. Tým je súčasne spojený kladný pól kondenzátora C 1 cez zopnutý spínač so zemou. Kondenzátor C 1 sa teda vybíja, kondenzátor C sa nabíja a na cievke L je napätie U L, ktoré vzniklo prechádzajúcim prúdom pri súčasnom ukladaní energie do jej magnetického poľa. Tretím intervalom je opätovné rozopnutie spínača S. Opäť sa opakuje činnosť z prvého intervalu, ale navyše je už v magnetickom poli cievky L uložená energia, ktorá spôsobí pri rozopnutí spínača snahu pokračovať v smere prúdu pri súčasnom otočení polarity napätia na cievke L. Prúd potom z tejto cievky ako zo zdroja preteká cez diódu D 1 a zaťažovací odpor R Z späť do cievky L. Obvod tohto typu sa používa v prípadoch, kedy pri vybíjaní napájacieho akumulátora s napätím U IN je jeho napätie najskôr vyššie ako napätie U O a potom nižšie [3]. Obr..3 Zvyšujúco - znižujúci menič (Cuk Converter) - 15 -
.4 Blokovací menič (Flyback Converter) Toto zapojenie pracuje v nepriamom režime prenosu energie zo vstupu na výstup, kedy v prvej časti periódy spínania je tranzistor S 1 zopnutý a v druhej rozopnutý. Pri zopnutí preteká prúd z napájacieho zdroja do primárnej cievky transformátora T 1 a cez tranzistor S 1 späť do zdroja. Pri konštantnej hodnote vstupného napätia U IN je konštantné napätie na cievke L 1 a prúd ňou rastie lineárne, čím vyvoláva lineárnu zmenu magnetického toku v jadre transformátora. Táto zmena sa indukuje do sekundárneho vinutia ako konštantné napätie U L. Vzhľadom k polarizácii začiatkov vinutí je výstupná dióda D 1 namáhaná záverným napätím a nemôže ňou prechádzať prúd. Kvôli tomu sa nemôže energia dodávaná do primárnej cievky odoberať na sekundárnej strane. Kondenzátor sa vybíja do záťaže R Z, čím napätie na ňom klesá. Keď tranzistor S 1 v druhej fáze spínacieho cyklu vypína, je prerušený primárny prúd a polarita primárneho napätia sa skokom mení na opačnú. K rovnakému javu dochádza aj na sekundárnej strane transformátora, čím je dióda D 1 polarizovaná v priepustnom smere a prúd I L začína tiecť do záťaže R Z a kondenzátora C 1, ktorý je v tejto časti spínacieho cyklu dobíjaný a výstupné napätie U O teda rastie. Prepäťová špička na napätí U L1, ktorá je generovaná vypnutím primárneho prúdu cievky L 1 tranzistorom S 1 je obmedzená práve tým, že sekundárnym vinutím začne pretekať prúd I L a energia, akumulovaná v magnetickom poli cievky L 1 je odoberaná cievkou L. Toto napätie, ktorého špičkový prekmit sa tiež objavuje medzi kolektorom a emitorom tranzistora S 1 ako U DSmax. Jav zaťaženia sekundárnou stranou meniča nezaisťuje bezpečnosť tranzistora S 1 proti prierazu prekmitom primárneho napätia U L1 z dvoch dôvodov. Prvým je, že prúd na sekundárnej strane môže začať tiecť, až keď je napätie na cievke L vyššie, ako súčet napätia na kondenzátore C 1 a dióde D 1 v priepustnom smere. Kým sekundárne napätie vzrastie na požadovanú hodnotu, trvá určitú dobu, kedy nič neobmedzuje nárast indukovaného primárneho napätia U L1 = U DSmax ohrozujúceho tranzistor. Druhým dôvodom nedokonalého obmedzenia prekmitov napätia na primári je to, že nie všetky siločiary magnetického poľa primárnej cievky L 1 pretínajú plochu sekundárnej - 16 -
cievky. V tejto časti magnetického poľa je však uchovaná určitá časť energie, ktorá nemôže byť odčerpaná do sekundárneho vinutia, pretože siločiary nepretínajú všetky závity sekundárnej cievky L. Následkom tohto rozptylového poľa sa časť energie, vloženej do magnetického poľa primárnej cievky L 1 pri rozopnutí mení opäť na elektrickú energiu na primárnej strane transformátora. Toto napätie sa niekedy nazýva aj odrazené a jeho veľkosť účinne redukujeme tesnou spätnou väzbou primárneho a sekundárneho vinutia transformátora. Pretože cievkou L 1 nemôže pretekať prúd I L1 = 0 (tranzistor S 1 rozopnutý), rastie na cievke L 1 napätie tak dlho, kým si cievka prechod prúdu nevynúti vonkajším obvodom vinutia (prieraz tranzistora S 1, prechod zvyškového prúdu tranzistora, prechod prúdu prípadnými zapojenými prepäťovými ochranami). Kladnú úlohu tu zohráva parazitná kapacita primárneho vinutia, do ktorej sa časť energie transformuje, avšak za cenu obvykle nepríjemných zákmitov po vypnutí tranzistora S 1. Vzhľadom k tomu, že toto zapojenie meniča sa používa obvykle na znižovanie napätia, býva spínanie len zriedkavo menšie ako 50 %. Ochrany obvykle značne pôsobia na znižovanie účinnosti meniča. Zapojenie sa väčšinou používa pre výkony do 150 W, ale s obvodmi TOPswich sa dajú konštruovať až do 50 W [3]. Obr..4 Blokovací menič (Flyback Converter) - 17 -
.5 Priepustný menič (Forward Converter) Menič v tomto zapojení má oproti predchádzajúcim zapojeniam niekoľko zásadných odlišností transformátor môže byť rozmerovo menší, pretože sa v ňom počas doby zopnutia tranzistora S 1 neakumuluje plná veľkosť prenášaného výkonu výpočet transformátora tak, aby nebol zbytočne predimenzovaný je zložitý, pretože spôsob dodávania a odoberania energie je v čase značne nelineárny po vypnutí tranzistora S 1 nie je odoberaná z transformátora žiadna energia a pokiaľ v ňom nejaká zostáva (a vždy zostáva), rastie primárne napätie na cievke L 1 a ohrozuje vypnutý tranzistor, ktorý preto musí byť chránený. Aj napriek tomu je toto zapojenie veľmi často používané. Priepustný menič (obr..5) je v podstate verzia znižujúceho meniča s galvanickým oddelením a zapojenie sa môže používať v širokom rozsahu výstupných výkonov (výkonov prechádzajúcich transformátorom T 1 ), pre zvyšovanie alebo znižovanie výstupného napätia. Druhý prípad je však v praxi častejší. Počas doby zopnutia tranzistora S 1 tečie primárny prúd zo zdroja U IN cez primárnu cievku L 1 transformátora T 1 a tranzistor S 1 späť do zdroja. Vzhľadom k orientácii začiatkov vinutí cievok L 1 a L je na výstupnej cievke transformátora napätie v polarite, ktorá diódu D 1 polarizuje v priepustnom smere a umožňuje prechod prúdu z indukčnosti L cez diódu D 1 a nabíja kondenzátor C 1, súčasne tečie do záťaže R Z. Hneď ako zopne tranzistor S 1, zmení sa polarita na cievkach transformátora (L 1, L ) na opačnú oproti prvému intervalu. Z indukčnosti L už nemôže pretekať prúd cez diódu D 1, ktorá je namáhaná plným záverným napätím. Prúd kondenzátorom C 1 mení svoju polaritu a jeho prúd tečie do odporu R Z. Výstupné napätie v tejto fáze spínania klesá. Energia je zo sekundárneho vinutia transformátora odoberaná iba počas doby, kedy je dodávaná do primárnej cievky transformátora. V magnetickom poli transformátora vždy zostáva časť energie, a to aj v prípade nulovej hodnoty rozptylovej indukčnosti cievky L 1. V druhej fáze spínania (tranzistor S 1 vypnutý) nie je zo sekundárnej cievky L odoberaná žiadna energia, rýchlo by rástlo napätie na cievke L 1 a tým i na tranzistore S 1. - 18 -
Jednou možnosťou pre obmedzenie veľkosti tohto nežiaduceho napätia, by bolo zabezpečenie tranzistora S 1 prepäťovou ochranou (Zenerova dióda, RC člen). Malo by to však za následok značné zníženie účinnosti, pretože v ochranách, by sa v každom spínacom cykle meniča strácala veľká časť energie. Tranzistor S 1 nebýva namáhaný vyšším napätím U DSmax, ako je dvojnásobok napájacieho napätia U IN. Vzhľadom k menšej veľkosti transformátora sa toto zapojenie používa do výkonu okolo 50 W [3]. Obr..5 Priepustný menič (Forward Converter) Kritériom pre výber vhodnej topológie je určenie podmienok, ktorým má menič vyhovovať a stanovenie jeho parametrov. Ide teda o určenie veľkosti a charakteru vstupných a výstupných hodnôt meniča. Napájacie napätie je 110 V, 60 Hz alebo 30 V, 50 Hz podľa krajiny použitia a výstupné napätie je 18 V. Maximálny výstupný prúd bude 6 A. Z týchto údajov sa dá povedať, že zariadenie by malo mať najväčší výstupný výkon 18*6 = 108 W. Spomenuté požiadavky, musia byť realizované so zreteľom na dosiahnutie čo najväčšej účinnosti meniča. Dvojčinné meniče v mostovom alebo polomostovom zapojení sú najpoužívanejšie pre aplikácie s najvyššími výkonmi. Keďže k svojej činnosti používajú dva alebo až štyri tranzistory, je zrejmé že ich straty budú oproti ostatným zapojeniam vyššie. Navyše je potrebné použitie zložitejšieho riadiaceho i silového obvodu, čo zvyšuje nadobúdaciu cenu meniča. Preto som sa rozhodol uskutočniť výber vhodnej topológie zo skupiny jednocestných meničov. - 19 -
Prvé tri topológie zapojenia, popísané vyššie, sa používajú pre menšie vstupné napätia a malé až stredné výkony. Ich nevýhodou je neoddelený výstup od vstupu. Preto som výber topológie obmedzil na dve zapojenia, ktoré majú galvanické oddelenie výstupu od vstupu, a to na priepustný a blokovací menič. Uvážením všetkých skutočností som sa rozhodol pre blokovací menič (Flyback Converter). Pri jeho výbere som vychádzal z rôznych aspektov. Toto zapojenie dnes patrí medzi jedno z najjednoduchších hoci návrh transformátora tohto meniča, aby nebol poddimenzovaný alebo zbytočne predimenzovaný, je pomerne zložitý. Zvolené zapojenie je však konštrukčne nenáročné a skladá sa z malého počtu použitých súčiastok. Od toho sa odvíja i nadobúdacia cena, ktorá v súčasnosti zohráva tiež dôležitú úlohu a splnením predchádzajúcich požiadaviek je znížená na minimálnu únosnú mieru, pri dodržaní požadovaných technických parametrov meniča. Toto sú aspekty vplývajúce na uplatnenie sa zapojenia v komerčnom prostredí. Výber vhodnej topológie meniča pre dané vstupné a výstupné parametre dokumentuje obr..6. Vstupné napätie (V) Obr..6 Rozdelenie použitia rôznych topológií meničov - 0 -
3 Návrh komponentov vybranej topológie meniča 3.1 Návrh komponentov výkonovej časti obvodu meniča Základná topológia pozostáva z transformátora T 1, spínacieho tranzistora S 1, rýchlej usmerňovacej diódy D 1, filtračného kondenzátora C 1 a zaťažovacieho odporu R L1. Keďže menič bude napájaný zo siete (110 V, 60 Hz alebo 30V, 50Hz, podľa krajiny použitia), ako zobrazuje schéma na obr. 3.1, musia byť na vstupe usmerňovacie diódy D až D 5 a filtračný kondenzátor C 01. Pri návrhu jednotlivých komponentov zapojenia vychádzame zo žiadaných parametrov výstupu meniča (pozri tab. 3.1). Postupujeme pritom aplikáciou základných elektrotechnických zákonov (Ohmov, Kirchhoffove atď.). Vstup Výstup U INn 35 V U OUTn 18 V U INmin 130 V I OUTmax 6 A U INmax 365 V P OUT 108 W Tab. 3.1 Požadované parametre meniča Obr. 3.1 Jednocestný blokovací menič Ako prvé si zvolíme maximálnu pracovnú frekvenciu, ktorá by mala byť nad počuteľným frekvenčným pásmom (0 khz), pretože sa môže stať, že transformátor alebo niektorá zo súčiastok bude vydávať nepríjemné pískanie. Pri vyššej frekvencii sa výrazne znižujú rozmery transformátora a iných pasívnych komponentov (L, C) a tým aj - 1 -
celého zariadenia, pritom sa však zväčšujú straty na spínacom prvku, skin efektom a hysterézne straty v jadre transformátora. 1 1 = 100kHz Tmax = = 10μs (3.01) f 100.10 fsw = 3 SW Výpočet zaťažovacieho odporu R U OUT 18 = = Ω (3.0) I 6 L1 = 3 OUT max Na výstupný kondenzátor C 1 sú kladené vysoké nároky, pretože záťaž je po dobu, kedy je tranzistor vypnutý, napájaná iba z energie akumulovanej práve vo výstupnom filtry. Preto pri výpočte uvažujeme maximálne zvlnenie výstupného napätia u=1%. Vychádzame pritom z teoretického priebehu I C a U C, ktoré sú na obr. 3.. U Obr. 3. Teoretické priebehy I C a U C - -
C I ΔU Δu.U OUT = I C 1. (3.03) Δt 3.T max 4 C OUT max = 3 3 6.Tmax.I OUT max. 1010.. 17,5 4 4 1 = = = Δu.U OUT 0, 0118. 79μF skutočná hodnota 1mF (3.04) Ako spínací prvok bude použitý unipolárny tranzistor 17N80C3 vyrobený technológiou COOL MOS. Napätie, ktoré ním tečie, je rovné dvojnásobku napájacieho napätia. Aby nebol zaťažovaný veľkým pretekajúcim prúdom, musí sa zaradiť do emitorovej časti odpor R S. Katalógový list tranzistora 17N80C3 sa nachádza v prílohe č.3. U GS max 0,8 RS = = = 0, 18Ω (3.05), 5.I 15,.,95 1 IN max Na usmernenie sieťového napätia budú použité diódy 1N4007 zapojené do mostíka. Hodnota kapacity nabíjacieho kondenzátora sa určuje pre sieťové napätie v rozmedzí od 93V (110V-15%= 93V) do 64V striedavých (30V+15%=64V) t.j. od 130V ( 93. = 130V ) do 375V jednosmerných ( 64. = 375V ). Úbytok na diódach zapojených v sérii sa uvažuje V a pokles napätia na kondenzátore sa pripúšťa 15 %. Za jednu periódu sa kondenzátor nabije dva krát. Výkon odoberaný záťažou P O =10W zväčšený o straty v zdroji musí byť pokrytý kondenzátorom. Energia dodávaná z kondenzátora pri odhadnutej účinnosti a frekvencii 50 Hz je A P 1 108 1 =. =. = 1, Ws. f η.50 0,8 35 (3.06) Pre minimálne napätie na kondenzátore, ktoré kolíše od 130 V do 0,85.130 V t.j. do 110 V je potrebná veľkosť kondenzátora, ktorá sa určí z energie v ňom obsiahnutej C. A.1,35 = = 56 μf => volím hodnotu 680µF (3.07) U (0,85. U ) 130 110 01 = 1max 1max - 3 -
Obr.3.4 Usmerňovanie napätia mostovým usmerňovačom 3.1.1 Návrh transformátora Základnou úlohou pri návrhu transformátora s feritovým jadrom pre výkonový prenos je pre daný výkon zvoliť ten typ jadra, ktorý by bol vhodným tvarom a rozmerom pre dané použitie pre zadané dovolené oteplenie vinutia a jadra potrebnú veľkosť magnetickej indukcie a zistiť maximálnu prúdovú hustotu vo vodiči vinutia. Z rovnice prevodu napätia pre tento typ meniča sa určí činiteľ plneniaδ max 0 (1 δ min ) U1max. min. 18,65.(1 δ min ) = 365. δ min n. U = δ n. U = δ a δ min n (3.08) 0 (1 δ max ) U1min. max. 18,65(1 δ max ) = 130. δ max Volíme δ = 0, max 5 => δ = 0, min 63, n = 7 n (3.09) Hranica prerušovaného režimu pre I 0 = 6 A a δ = 0, min 63 I max I 0 = L max I.(1 δ min ) 6 = L.(1 0.63) => I L max = ΔI L = 16, 8 A (3.10) Na primárnej strane bude Δ I L = 16,8/ 7, 3 A. Z prípustnej hodnoty sa určí 1 = indukčnosť tlmivky pre krajné hodnoty napájacieho napätia a im odpovedajúcim činiteľom plnenia. L L ΔI L1 U1max. δ min. T 365.0,63 = = 413,77 μh (3.11) 30 ΔI,3.100.10 1 = L1 U min. δ max. T 130.0,5 = = 80 μh (3.1) 30 ΔI,3.100.10 1 = L1-4 -
L L = n 413,77.10 = 7 6 1 = 8,44 μh (3.13) Použije sa vyššia hodnota indukčnosti primárneho vinutia, aby sa neprekročila prípustná hodnota ΔI L1. K hodnote 413,44 uh a minimálnemu vstupnému napätiu zodpovedá hodnota prúdu U min. δ max. T 130.0,5 ΔI1 min = = = 1, 57 A 6 3 L 413,77.10.100.10 1 (3.14) Minimálnemu vstupnému napätiu zodpovedá sekundárny prúd I L =1,57.7=10,99 A. Medzné hodnoty prúdu tlmivkou sa zistia pre obe krajné hodnoty činiteľov plnenia. I L max + I L min Δ I L = I max I L min (3.15) I 0T =.(1 δ ). T (3.16) 6 = Riešením sa určí, že I L max + I L min.(1 0,63) 6 = I L max + I L pri δ min pri δ max I = 0 L min I = L min 6, 5 A I = L max 16, 8 A I = A L max 17, 5 Δ I L = 16, 8 A Δ I L = 10, 99 A min.(1 0,5) Obr. 3.5 Priebeh prúdu vinutiami transformátora - 5 -
Výpočet efektívnej hodnoty prúdu tečúceho primárnym a sekundárnym vinutím transformátora I ΔI = I max I SEC ( RMS ) = 11.17,5 + 17,5 = 1, 41 A (3.18) 3 3 SEC ( RMS ) ΔI. I max + 11 I SEC(RMS) 1,41 I PRI ( RMS ) = I PRI ( RMS ) = = 1, 77 A (3.19) n 7 Priemery vodičov sa určia z efektívnych hodnôt prúdov. Predpokladá sa medené vinutie s uvažovaním dovoleného prúdového zaťaženia σ = Cu 6A / mm, čomu zodpovedajú vodiče primárneho vinutia I PRI ( RMS ) 1,77 S1 = = = 0, 9mm σ 4 Cu 4. S d 1 4.0,9 1 = = = 0, 607 mm π π sekundárneho vinutia S I 1,41 SEC ( RMS ) = = =, 1 σ Cu 6 mm 4. S d 4.,1 = = = 1, 635mm π π (3.0) (3.1) Elektrický povrchový jav u vodičov je hodnotený hĺbkou vniku σ. Je to hrúbka, v ktorej prúdová hustota klesne na 1/e prúdovej hustoty na povrchu vodiča. Pritom vzrastie odpor vodiča. 1 σ = [ m, Ω, H, Hz] (3.) 1 π.. μ0. f ρ Hĺbka vniku takto definovaná je odvodená z harmonického priebehu prúdu prechádzajúceho vodičom. V meničoch s PWM má prúd vo vodičoch priebeh pravouhlých alebo trojuholníkových impulzov. Obsah harmonických frekvencií túto hĺbku ďalej zmenšuje. V tomto prípade je treba hľadať hĺbku vniku pre frekvenciu aspoň o 50 % vyššiu ako je základná harmonická t.j. ako je spínacia frekvencia. Pri danej frekvencii je neúčelné používať kruhové vodiče s väčším priemerom ako je 3.σ, preto maximálny priemer použitých vodičov pri frekvencii spínania 100 khz bude - 6 -
1 σ = = 0,19 mm => d max = 3.0,19 = 0, 57 mm 1 6 π..1,.10.150000 8,1.10 Primárne vinutie bude teda tvorené dvomi paralelnými vodičmi s priemerom 0,5 mm so skutočným priemerom vinutia d1 = 1mm a činiteľom vinutia a v = 0,74. Sekundárne vinutie bude vytvorené paralelným spojením štyroch vodičov a skutočný priemer bude d = mm s činiteľom vinutia a = 0, 74. v Pre určenie rozmerov jadra sa vychádza zo základnej nerovnosti B. N. I. S L max > μ0 μe (3.3) le Pre spínaciu frekvenciu 100 khz je vhodné jadro z feritovej hmoty 3C90, ktorá má 3 merný stratový výkon 185 kw/ m pri magnetickej indukcii 150 mt. Údaje sa vzťahujú pre straty a indukciu zistené pri harmonickom priebehu napätia. Hysterézna slučka v tomto prípade prebieha v prvom a treťom kvadrante. U akumulačných meničov však iba v prvom kvadrante. Musí sa vziať preto iba polovičná hodnota strát. Magnetická indukcia v tomto prípade obsahuje len časovo premennú zložku, ktorá je indukčným zdvihom. Pre E jadrá je Sv S e. Dosadením do nerovnosti za B N S a = sa dostane (3.4) d v. -6 S L max => > av. Se 0,74. Se v 6 L. I.. d 0,300 8,44.10.17,5..1,635.10 > (3.5) => S 1.10 0,150 9 e = = 0,000085m = 8, 5 mm le = 78,6 Tomuto prierezu je blízke jadro označené ETD 34 (S e = 97,1 mm, Smin = 91,6 mm, 3 mm, V e = 7640 mm ). Jadrá ETD (Economic Transformer Design) sú v podstate jadrá EC resp. jadrá E, navrhnuté tak, aby efektívny prierez bol pokiaľ možno rovnaký po celej dĺžke strednej silokrivky. Tieto jadrá sa teda vyznačujú malou zmenou efektívneho - 7 -
prierezu, t.j. rozdiel medzi efektívnym prierezom a minimálnym prierezom je veľmi malý. Tieto jadrá sa javia ako optimálne pre nové konštrukcie. Sú dodávané podobne ako jadrá E alebo EC so vzduchovou medzerou alebo bez nej. Vzduchová medzera je vytvorená skrátením stredného stĺpika. S týmito jadrami možno realizovať výkonové transformátory od 30 do 1170 W podľa pracovného režimu a frekvencie [4]. Obr. 3.5 Merný stratový výkon v závislosti na magnetickej indukcii a frekvencii L Výpočet počtu závitov vinutí sa odvodí z rovnice 6 3 Se L0. le 8,44.10.78,6.10 75,45 μ μe. N. => N = = = závity 6 l μ. μ. S 1,.10. μ.97,1.10 1740 0 = 0. = 3 e 0 e e e N = N n =.7 14 závitov (3.6). 1 = Výpočet odporu vinutí ak ρ Cu = 1 Ωm 48 mm 3 N1 le 14 78,6.10 RL 1 = ρ Cu = = 0,079Ω (3.7) S 48 0,9 1-8 -
3 N le 78,6.10 RL = ρ Cu = = 0,00155Ω (3.8) S 48,1 Straty vo vinutiach Celkové straty vo vinutiach sú Δ PCu1 = R1 I1N = 0,079.1,77 = 0, 47W (3.9) Δ PCu = R I N = 0,00155.1,77 0, 005W (3.30) = Δ P = ΔP + ΔP = 0,47 + 0,005 0, W (3.31) Cucelk Cu1 Cu = 5 Pri výpočte strát v jadre transformátora vychádzame z grafu merného stratového výkonu P v (obr. 3.5) a objemu jadra V e. Pre magnetickú indukciu 0,15 T odčítame hodnotu výkonu pre danú frekvenciu. Straty potom vypočítame podľa vzorca 3 9 ΔPj = ΔPvV. e = 185.10.7640.10 = 1, 4W (3.3) 3.1. Návrh RC ochrán Keďže ide o menič typu Flyback, spínací tranzistor je namáhaný napätím, ktoré je rovné dvojnásobku napájacieho napätia. Je to spôsobené tým, že časť výstupného napätia sa zo sekundárnej strany cez transformátor pretransformuje späť na primárnu stranu s príslušným napäťovým prevodom. Navyše ak je na výstup meniča pripojená záťaž, vznikajú na tranzistore vysoké prepäťové špičky, ktoré môžu spôsobiť jeho deštrukciu. Aby k takémuto nepriaznivému javu nedošlo, musí byť spínací prvok chránený prepäťovými obvodmi. Existuje niekoľko variantov ochrán proti prepätiu. Jedným z nich je transil nazývaný aj supresorová dióda. Oproti Zenerovej dióde alebo varistoru má veľmi krátke reakčné časy (rádovo pikosekundy) čo je minimálne o dva rády lepšie a nízke hodnoty dynamickej impedancie vo vodivostnom stave. Transily sa pripájajú paralelne k tranzistoru a sú schopné pohltiť pomerne značný krátkodobý výkonový impulz. Do série zapojená dióda, kondenzátor a odpor, paralelne pripojené k primárnemu vinutiu transformátora, je ďalším variantom obmedzovacieho obvodu. Tretím spôsobom realizácie ochrán je RC člen - 9 -
pripojený paralelne k tranzistoru. Z uvedených variantov ochrán, som sa rozhodol pre použitie RC člena. Pri výpočte hodnôt odporu a kondenzátora som vychádzal z osciloskopického merania napätia medzi svorkami drain a source tranzistora. Menič som napájal jednosmerným napätím 110 V a zaťažil som ho 15 Ω ovým odporom, aby sa prejavili napäťové prekmity. Predpokladal som pri tom, že čas trvania najväčšieho prekmitu napätia t och sa so zmenou veľkosti napätia a záťaže výrazne nezmení. Ako je vidieť z obrázku 3.9 napäťové špičky dosahujú takmer 500 V, čo je skoro 5 násobne viac ako hodnota napájacieho napätia. Nameraná dĺžka času je t och =,5 µs, C zvolíme 5,6 nf a hodnotu odporu vypočítame podľa vzorca 1 1 f = => R = = 71Ω => 74Ω (3.33) 9 3. π. C. R. π.5,6.10.400.10 Obr. 3.9 Priebeh napätia U DS na tranzistore bez RC ochrán Správnu činnosť RC ochrán dokumentuje osciloskopom zaznamenaný priebeh napätia na obrázku 3.10. Vidíme, že špičky napätia sú znížené na hodnotu menšiu ako 00 V. Účinnosť obmedzovacieho RC obvodu bola následne overená aj pre sieťové napájacie - 30 -
napätie 30V. Prepäťové špičky boli nižšie ako 600V, môžeme preto povedať, že navrhnutý obmedzovací RC obvod pracuje spoľahlivo. Priebehy z tohto merania však neboli zaznamenané. Obr. 3.10 Priebeh napätia U DS na tranzistore bez RC ochrán 3. Návrh komponentov riadiacej časti obvodu Úlohou riadiacich obvodov je regulácia výstupného napätia resp. riadiť spínanie unipolárneho tranzistora tak, aby pri zmene záťaže bolo kolísanie výstupného napätia čo najmenšie alebo aspoň v určitom dovolenom rozsahu, ktorý vyplýva z účelu použitia meniča. Takéto riadenie sa realizuje pomocou šírkovo impulznej modulácie ŠIM (PWM Pulse With Modulation ). Najjednoduchšia forma generovania je komparátorová ŠIM (obr. 3.6) s pevnou frekvenciou spínania f SW. Ide o porovnávanie signálu ktorý chceme previesť na ŠIM so signálom, ktorý má ostré hrany (pílový alebo trojuholníkový priebeh). Na výstupe je logická 1, keď sínusový signál má okamžitú hodnotu väčšiu ako pílový priebeh, tzn. ak výstupné napätie komparátora je logická 1 vtedy, keď na negatívnom vstupe (-), je hodnota napätia vyššia ako na vstupe označenom znamienkom +. - 31 -
Generovanie hrany (nábežnej aj dobežnej) v okamihu rovnakej okamžitej hodnoty sínusového a trojuholníkového priebehu je znázornená na obr. 3.7. Tento spôsob sa ľahko vytvorí pomocou analógových súčiastok, ale spôsobuje nepresnosti a posunutie okamihu generovania hrán ak je v sínusovom signále čo i len malý šum. Obr. 3.6 Generovanie ŠIM pomocou komparátora Obr. 3.7 Generovanie PWM pomocou pílového priebehu - 3 -
Spätnoväzobná riadiaca časť teda pozostáva z integrovaného obvodu TL 494 a oddelovacieho transformátora T, ktorý má zaručiť bezpečnostné pravidlá izolovaním výstupného a sieťového napätia. Schéma zapojenia je na obr. 3.8. Obr. 3.8 Schéma zapojenia meniča s riadiacimi obvodmi Veľkosť odporov napäťového deliča R 1 a R určuje hodnotu napätia, ktorá sa porovnáva v komparátore obvodu TL 494 s referenčným napätím,6v. Katalógový list integrovaného obvodu TL 494 sa nachádza v prílohe č. Hodnoty odporov určíme nasledovne zvolíme R = 10 kω a R 1 vypočítame podľa vzorca 3 R 10.10 U ref = U výst. =,6 = 18. => R1 = 60kΩ (3.31) 3 R + R 10.10 + R 1 1 Veľkosť kapacity kondenzátora C T a odporu R T určujú frekvenciu pílovitého priebehu, ktorý generuje oscilátor integrovaného obvodu. Veľkosťou týchto dvoch hodnôt sa teda nastavuje frekvencia spínania unipolárneho tranzistora S 1 (100 khz). f OSC = 1,1 R. C zvolíme C T = 1 nf => 1,1 R = = k Ω T 11 (3.3) 3 9 100.10.1.10 T T - 33 -
3.3 Spätná väzba Transformátor je použitý ako pre skladovanie energie, tak aj pre izoláciu výstupu od vstupu. Keď je hlavný spínač zopnutý, sekundárna dióda je polarizovaná záverne a prúd primárnym vinutím rastie v čase lineárne podľa vzorca I PRI (U IN U DS(ON) ).ton = I 1 + (3.34) L kde I PRI je primárny prúd, I 1 - začiatočná hodnota primárneho prúdu, U IN - vstupné jednosmerné napätie za usmerňovačom, U DS(ON) - napätie na spínacom tranzistore v zopnutom stave, t ON - doba, kedy je tranzistor zopnutý, L 1 - indukčnosť primárneho vinutia transformátora. Začiatočná hodnota sekundárneho prúdu v okamihu rozopnutia hlavného spínača S1 je rovná I P.N N P S P, kde I P je maximálna hodnota prúdu I PRI na konci zopnutého stavu, N P - počet primárnych závitov, N S - počet sekundárnych závitov. Sekundárny prúd je daný začiatočnou hodnotou podľa vzorca I.N (U + U ).t P P O D OFF P I SEC = (3.35) N S N S.LP kde U O je výstupné napätie, U D - úbytok napätia na dióde v priepustnom smere, t OFF - doba vypnutia spínača. Ak sekundárny prúd dosiahne nulu počas vypnutia spínača, potom výstupný prúd do záťaže je daný vybíjacím prúdom výstupného kondenzátora. Sú dva možné spôsoby činnosti spätnoväzobných obvodov v závislosti na hodnote prúdu I SEC na konci doby vypnutia spínača. Ak tento prúd dosiahne nulovú hodnotu, pred koncom vypínacieho intervalu, spínaný zdroj pracuje v nespojitom režime. Naopak, ak tento prúd nie je nulový, ide o spojitý režim činnosti [3]..N 3.3.1 Nespojitý režim činnosti Rozoznávajú sa 3 intervaly režimu činnosti. Prvý nastáva, ak je hlavný spínač zopnutý, prúd I PRI lineárne rastie. Druhý interval začína, keď spínač vypína. V ideálnom - 34 -
obvode je primárny prúd I PRI okamžite prerušený, zatiaľ čo prúd I SEC začne pretekať sekundárnym obvodom (v ideálnom obvode sa zanedbáva prahové priepustné napätie diódy). V skutočnosti však začína sekundárny prúd tiecť až keď napätie na sekundárnom vinutí presiahne súčet napätia na kondenzátore a dióde v priepustnom smere. Sekundárne napätie je transformované späť do primárneho vinutia cez transformátor v opačnom pomere. Blokovacie napätie, ktoré zaťažuje spínací tranzistor, je rovné súčtu pretransformovaného výstupného napätia U OR a vstupného napätia U IN. Aby nebol tranzistor ohrozovaný možným prierazom, musí sa toto napätie obmedziť. Tretí interval činnosti nastáva v dobe, keď magnetické pole v jadre kleslo na nulu (I SEC = 0). Primárnym a sekundárnym vinutím teda netečie žiaden prúd (to definuje nespojitý režim činnosti spínaného zdroja). Dodávka energie do záťaže je zabezpečená iba vybíjajúcim sa kondenzátorom. Energia dodávaná v každom intervale do záťaže má hodnotu E = 0, 5.L P.I P.η (3.34) Výstupný výkon je P = 0, 5.L.I.. f (3.35) P P η kde f SW je prevádzková frekvencia zdroja a η jeho účinnosť. SW Obr. 3.10 Ideálne priebehy meniča v nespojitom režime činnosti - 35 -
Ak pracuje zdroj v nespojitom režime, riadiaci obvod upraví striedu spínania primárneho spínača tak, aby zaistil dodávanie dostatočnej hodnoty výkonu do záťaže pri udržaní požadovanej veľkosti výstupného napätia. Strieda spínania je teda funkciou výstupného a vstupného napätia a prúdu tečúceho do záťaže [3]. 3.3. Spojitý režim činnosti Sekundárny prúd I SEC neklesá počas druhého intervalu činnosti na nulu ako v nespojitom režime (nie je nulový v okamihu, keď znova zopne tranzistor) a tak tretí interval činnosti neexistuje. Prúd I PRI nezačína tiecť od nuly, ale od konečnej hodnoty prúdu I SEC, ktorý sa pretransformoval späť cez transformátor. Aby bolo udržované trvalé napätie na výstupe, musí byť veľkosť vzrastu prúdu na začiatku zopnutia unipolárneho tranzistora rovnako veľká ako pokles výstupného prúdu na konci intervalu, kedy bol tranzistor rozopnutý. Ak zdroj pracuje správne, indukčnosť primárneho vinutia transformátora, ktorý je na výstupe zaťažený pri rozopnutom tranzistore, určuje, či bude režim činnosti spojitý alebo nespojitý. Táto závislosť vyplýva zo vzťahu pre I SEC, kedy jeho hodnota nemôže byť záporná. Pre výstupný prúd na hranici medzi spojitým a nespojitým režimom platí I OB U IN.U O = (3.36) N S.U IN.f SW.LP.( + U O ) N P Táto rovnica je odvodená z predpokladu, že výstupný prúd ne hranici medzi oboma režimami klesá na nulu a zdroj je zaťažovaný počas celej doby prepínacieho cyklu. To znamená, že počas doby vypnutia tranzistora transformátor dodáva presne toľko energie, koľko jej záťaž odoberá. Ak je výstupný prúd väčší ako udáva predchádzajúci výraz, zdroj pracuje v spojitom móde. Ak je tento prúd menší alebo rovný ako I OB, ide o nespojitú činnosť. Menšia hodnota indukčnosti primárneho vinutia odovzdá svoju energiu magnetického poľa do záťaže skôr (pri rovnakej záťaži) a výsledkom je prechod do nespojitého módu činnosti. Naopak pri zvyšovaní hodnoty primárnej indukčnosti nebude transformátor odovzdávať celú energiu magnetického poľa do záťaže a začína spojitá činnosť. V prípade, ak vstupné napätie pre danú záťaž vzrastie, prejde zdroj do nespojitého - 36 -
módu činnosti, pretože vlastne vzrastie hodnota prúdu I OB so zvýšením vstupného napätia [3]. Obr. 3.11 Ideálne priebehy spojitého režimu činnosti meniča - 37 -
4 Optimalizácia simulačného modelu meniča Simulácia obvodu slúži na orientačné overenie činnosti a predpokladaných vlastností meniča. Priebehy veličín simulovaného obvodu sa líšia od priebehov veličín nameraných pri činnosti zostrojeného meniča. Preto sa snažíme výsledky získané simuláciou v čo najväčšej miere priblížiť ku skutočným. Kvôli tomu počítame so všetkými obvodovými parazitnými kapacitami a indukčnosťami. Pri tvorbe simulačného modelu vybraného zapojenia som vychádzal z požadovaných parametrov meniča, ktoré sú uvedené v tretej kapitole (tabuľka 3.1). Ako je vidieť z obrázku 4.1, schéma obvodu meniča aj s riadiacim obvodom, použitá pre simuláciu v programe ORCAD 9., je odlišná od zapojenia, ktoré som realizoval (pozri obr. 3.8). Zjednodušením je, že spätná väzba je tvorená iba optočlenom a Zenerovou diódou a nie transformátorom. Na dosiahnutie väčšej presnosti by sa mohla použiť presná napäťová referencia TL431. Takáto knižnica však v simulačnom programe nie je. Ďalšou optimalizáciou je, že ŠIM modul tvorí iba jeden bipolárny tranzistor a nie integrovaný obvod TL 494. D D1N4007 D3 D1N4007 R1 L1 1 5.7u 0.01 R7 1meg K K1 K_Linear COUPLING = 0.95 C1 L 1 1 1.33u 13p Ls Lp 8.44u 1 413.77u C4 5p 6p C7 1 1 0.158u Ls L3 R13 0.01 R14 0.01 D1MBR1540 C 0u C10 RL1 3 1 R11 100 D3 1N470 VAc VOFF = 0 VAMPL = 35 FREQ = 50 C3 63u T1 IRFBC30 C6 10n R1 30 R6 u D3 MBR1540 100u R5 U1 A4N7 D4 D1N4007 D5 D1N4007 1 D0 1N470 Rs 0.5 33 C5 47n T BC546B R8 8 10meg R4 0 680 Obr. 4.1 Schéma simulovaného obvodu - 38 -
Optočlen má medzi bázu tranzistora a anódu LED diódy zaradený odpor R 5. Cez tento rezistor je teoreticky neoddelený výstup od vstupu meniča, ale simulácia bez tejto úpravy diverguje a správna činnosť je ovplyvnená veľkosťou tohto odporu. V skutočnom zapojení sa takáto úprava nerobí. 4.1 Režimy činnosti simulačného modelu meniča a výsledné priebehy 4.1.1 Ustálený stav Po pripojení meniča na sieťové napätie, spína tranzistor S 1 frekvenciu 100 khz, výstupný kondenzátor sa nabíja na napätie 18 V. Po dosiahnutí tejto hodnoty je záťaž napájaná iba z tohto kapacitného filtra a tranzistor je vypnutý. Je to spôsobené tým, že napätie na výstupe je vyššie ako úbytok na Zenerovej dióde, optočlen zopne a cez bipolárny tranzistor uzemní hradlo hlavného spínacieho prvku. Ak poklesne výstupné napätie pod určitú hodnotu, optočlen už nemá na vstupe dostatok napätia, aby mohol byť ďalej zopnutý. Tým začína interval spínania unipolárneho tranzistora a napätie na výstupe začína opäť stúpať. Priebeh prúdu pri nabíjaní sa kondenzátora je na obrázku 4.3. Obr. 4.Priebehy napätí v stave naprázdno - 39 -