Návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45 až 860 MHZ

Transcript

1 Elektrotechnická fakulta Katedra telekomunikácií Návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45 až 860 MHZ Peter KUBO 2007

2 Návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45 až 860 MHz DIPLOMOVÁ PRÁCA Peter KUBO Žilinská univerzita v Žiline Elektrotechnická fakulta Katedra telekomunikácií Študijný odbor: TELEKOMUNIKÁCIE Vedúci diplomovej práce: Doc.Ing. Rudolf Hronec CSc. Stupeň kvalifikácie: inžinier (Ing.) Dátum odovzdania diplomovej práce: 18. mája 2007 ŽILINA 2007

3 ANOTAČNÝ LIST Názov diplomovej práce: Návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45 až 860 MHz Fakulta: Elektrotechnická Katedra: Telekomunikácií Priezvisko a meno: KUBO Peter Rok: 2007 Počet strán: 61 Počet obrázkov: 40 Počet tabuliek: 2 Počet grafov: 0 Počet príloh: 0 Počet použitej literatúry: 13 ANOTÁCIA Diplomová práca je koncipovaná ako teoreticko praktické spracovanie návrhu komunikačného prijímača pre pásmo VKV a UKV. V teoretickom spracovaní tejto práce sa autor zameral na popis jednotlivých modulov v komunikačnom prijímači, ako aj matematický a fyzikálny popis modulácií. Taktiež sú v práci rozobraté aj prijímače s digitálnym spracovaním signálov. Praktická časť je zhotovenie navrhnutého riešenia prijímača. SUMMARY The diploma thesis is theoretically-practical eleboration suggestion of communication receiver for area of VHF and UHF. In theoretical part of this work, author focused on the description some moduls in communication receiver and mathematical and physical description of modulation. In this work are descripted receiver with digital processing signal too. Practically part is construction of suggested receiver Vedúci diplomovej práce: Doc.Ing. Rudolf Hronec CSc. Recenzent: Dátum odovzdania: 18. mája 2006

4 Obsah ÚVOD HLAVNÉ POŽIADAVKY KLADENÉ NA PRIJÍMAČE Citlivosť prijímača Šumové číslo prijímača Selektivita prijímača Frekvenčná stabilita a presnosť naladenia prijímača Parazitné a vlastné príjmi prijímača Krížová modulácia Možnosti príjmu rôzne modulovaných signálov Spotreba el. energie Rozmery, váha a tvar Vybavenie pomocnými obvodmi MODULÁCIE Amplitúdová modulácia (AM) Jednopásmová modulácia (SSB) Frekvenčná modulácia (FM) CW modulácia KONCEPCIA PRIJÍMAČA TEORETICKÝ ROZBOR A NÁVRH JEDNOTLIVÝCH MODULOV Vstupná časť: TV TUNER Hlavné parametre TV kanálového voliča 6 PN Zmiešavače Výpočet prvkov rezonančného obvodu pre kryštál v obvode zmiešavača Výpočet väzobného obvodu na výstupe IO SA Detektory a demodulátory Popis demodulátora MAA Výpočet fázovacieho článku Nastavenie koincidenčného detektora KONEČNÁ SCHÉMA KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA KONŠTRUKCIA A PREVEDENIE CIEVOK V KOMUNIKAČNOM PRIJÍMAČI KONCOVÝ ZOSILŇOVACÍ VÝKONOVÝ STUPEŇ 1W NAPÁJACIE ZDROJE KOMUNIKAČNÉHO PRIJÍMAČA...45

5 10. KOMUNIKAČNÝ PRIJÍMAČ S DIGITÁLNYM SPRACOVANÍM SIGNÁLOV 10.1 A/D prevodníky Digitálne signálové procesory Superheterodynný prijímač s digitalizáciou mf. Signálov ZHODNOTENIE VÝSLEDKOV ZOZNAM POUŽITÝCH SÚČIASTOK Komunikačný prijímač Zosilňovač 1W Zdroje napätia Použitá literatúra...59 Čestné prehlásenie...60 Poďakovanie...61

6 ZOZNAM OBRÁZKOV Obr.3.a Znázornenie jednotlivých frekvencií pri AM Obr.3.b Horné a dolné postranné pásmo amplitúdovo modulovaného signálu Obr.3.c Jednopásmový modulátor s fázovou kompenzáciou Obr.3.d Vplyv g(t) na nosnú vlnu a okamžitá frekvencia ω ok FM vlny Obr.3.e Modulačný signál g 1 (t) a frekvenčne modulovaný signál f 1 (t). Obr.4.a Bloková schéma prijímača Obr.5.1a Vstupný filter TV tunera pre VKV pásmo Obr.5.2 b Všeobecná schéma zmiešavača Obr.5.2 c Rôzne varianty prijímačov Obr.5.2.d Collpytsov oscilátor s kryštálom Obr.5.2.e Collpytsov LC oscilátor Obr.5.2.f Hartleyov LC oscilátor Obr a Vnútorná bloková schéma obvodu SA 612 a usporiadanie jeho pinov Obr b Naviazanie zmiešavača na filter Obr.5.3.a Detektor a demodulátor Obr.5.3.1a Bloková schéma IO MAA 661 Obr b Koincidenčný detektor Obr c Názorné vysvetlenie koincidencie Obr d Detekčná závislosť Obr e Fázovací článok Obr f Zjednodušená schéma koincidenčného detektora Obr g Praktické zapojenie posúvača fázy Obr.5.4.a Náhradná schéma fázovacieho obvodu Obr.5.4.b Nastavenie koincidenčného detektora Obr.6.a Schéma komunikačného prijímača Obr.6.b Doska plošného spoja zo strany spojov Obr.6.c Doska plošného spoja zo strany súčiastok Obr.7.a Prevedenie cievok v prijímači Obr.7.1.a Značenie kondenzátorov Obr.8.a Rozloženie súčiastok na doske modulu zosilňovača Obr.8.b Obrazec dosky spojov modulu zosilňovača

7 Obr.8.c Schéma zapojenia zosilňovača 1 W Obr.9.a Všeobecná bloková schéma napájacieho zdroja Obr.9.b Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom MA 7812 Obr.9.c Doska plošného spoja pre stabilizovaný zdroj 12V Obr.9.d Schéma zapojenia napájacieho zdroja so stabilizátorom LM 317 Obr.10.a Zmiešavač so samočinným potlačením zrkadlových signálov Obr.10.b Superheterodyn s digitalizáciou prevedenou na výstupe mf zosilňovača Obr.10.c Superheterodyn s priamou konverziou zložiek IQ do základného pásma Obr.10.d Superheterodynný prijímač s dvojitým zmiešavaním a priamou konverziou zložiek I,Q do základného pásma. ZOZNAM TABULIEK Tab a Logická funkcia hradla NAND Tab.7.1.a Značenie plochých keramických kondenzátorov

8 ZOZNAM POUŽITÝCH SKRATIEK A SYMBOLOV A/D Analógovo digitálný prevodník (Analog / digitally) AM Amplitúdová modulácia AVC Automatické riadenie zisku (Automatic Volume Control) CCIR Medzinárodný poradný orgán pre rádiokomunikácie (Consultative Committee for International Radio) CW Modulácia s kľúčovaním DPS Doska plošných spojov FM Frekvenčná modulácia IO Integrovaný obvod KS Koncový stupeň KV Krátke vlny LED Dióda vyžarujúca svetlo (Light Emitting Dióde) MF Medzifrekvencia SMD Zariadenie pre povrchovú montáž (Surface Mounted Device) SMT Technológia povrchovej montáže (Surface Mounted Technology) SSB Modulácia s jedným postranným pásmom (Single Side Band ) TV Televízny (Television) UHF Ultra vysoká frekvencia (Ultra High Frequency) VHF Veľmi vysoká frekvencia (Very High Frequency) VKV Veľmi krátke vlny

9 1.ÚVOD Často krát padá otázka aký prijímač na príjem rozhlasových staníc je najlepší. Uspokojivú odpoveď však nikto nedá. Niekto preferuje to - druhý zase ono rádio. Pri návrhu rádioprijímača však rozhoduje aj to, na čo ho budeme používať. Presnejšie povedané: ako a kde ho využijeme? V kuchyni nám postačí aj obyčajné malé rádio. Vytiahneme teleskopickú anténu alebo cez poličku prehodíme z rádia trčiaci drôtik a hrá to... Na záhradu si určite zoberieme malý tranzistor, ktorý nám bude spríjemňovať chvíle počas oddychu. To isté platí aj na - výletoch, chatách, internátoch, kanceláriách a podobne. Takéto prijímače sú osadené väčšinou len pásmom VKV prípadne SV. Ak si však povieme, že nejaká miestna, alebo regionálna stanica nás svojim obsahom alebo programom neuspokojuje a chceli by sme počuť, čo sa vysiela o niekoľko desiatok - alebo stoviek kilometrov ďalej, musíme už pouvažovať nad niečím iným. Čo tak kvalitný stolný komunikačný prijímač? Pri tejto kategórii však budeme musieť možno čerpať bankový úver, pretože zostrojenie tohto prijímača je finančne dosť náročné, pretože sú obvodovo zložitejšie a náročnejšie. Ešte by sme rozhlasové prijímače mohli rozdeliť na analógové a digitálne. Analógovo sa zatiaľ vysiela všade (aj u nás, aj v zahraničí), digitálne rozhlasové vysielanie je zatiaľ v plienkach (najmä v okolitých krajinách - systém DAB (digital audio broadcasting), DRM (digital radio mondiale) - tieto systémy tu nebudem rozoberať, u nás zatiaľ nefungujú). Cieľom práce je návrh komunikačného prijímača pre pásmo 45 až 860 MHz. Zaoberal som sa teoretickým popisom jednotlivých modulov navrhnutého prijímača. Úlohou bola aj realizácia navrhnutého prijímača. V poslednej časti práce som sa zameral na prijímače s digitálnym spracovaním signálu. 1

10 2.HLAVNÉ PARAMETRE A KONŠTRUKCIE PRIJÍMAČOV: V tejto časti si všimneme základné vlastnosti VKV prijímačov a podrobnejšie si rozoberieme tie, ktoré majú zvláštnu dôležitosť pre dobrý príjem signálov. 2.1 Citlivosť prijímača: Umin označuje obvykle hodnotu napätia ktorú musí anténa dodať na vstupné svorky prijímača, aby sa na výstupe dosiahlo určitého pomeru signál/šum. U každého údaja citlivosti je treba povedať, pre akú moduláciu platí tzn. že je treba uviesť druh aj parametre modulácie. 2.2 Šumové číslo prijímača: Označuje, koľkokrát sa zhorší pomer signál/šum na výstupe prijímača oproti vstupu. Ak označíme výkony signálu a šumu na vstupe ako S1 a N1 a hodnoty na výstupe S2 a N2, potom je šumové číslo prijímača F definované ako pomer signál/šum na vstupe a výstupe, teda : S1N F = S N Selektivita prijímača: Býva tesne spojená s inými parametrami, šírkou priepustného pásma a súčiniteľom tvaru priepustnej charakteristiky filtra. Vysvetlím bližšie tieto pojmy: Stanica ktorú chceme prijímať vysiela signály ktoré majú určitú šírku frekvenčného spektra Bs Aby sme prijali informáciu obsiahnutú vo vysielanom signály, musíme zachytiť väčšinu energie obsiahnutú vo frekvenčnom spektre.(stačí 80-90%), pričom súčasne chceme aby spektrá iných signálov nás nezaujímajúcich staníc boli odfiltrované. Orgánom ktorý prijíma informáciu, býva obvykle ucho a to má schopnosť bez námahy spracovať signály rozsahu asi 60 db. Ak nastavíme na prijímači, pre sluch vhodnú úroveň signálu, potom zníženie signálu o 6 db ucho ešte rozozná. Rušivé signály nižšie asi o 30 db ucho síce ešte vníma ako rušenie, avšak ako veľmi slabé a v podstate nebrániace dobrému prijímu. Rušivé signály s úrovňou o 60 db nižšou, ucho prestáva počuť. 2

11 2.4 Frekvenčná stabilita a presnosť naladenia prijímača: Sú to dva príbuzné parametre, označujúce do akej miery je schopný prijímač jednu nastavenú stanicu udržať v priepustnom pásme, poprípade s akou presnosťou dovoľuje prijímač naladiť a nájsť podľa údaju stupnice protistanice, ktorej frekvenciu poznáme. Obidva parametre bývajú udané ako odchýlka v Hz alebo khz s označením okolností, za ktorých táto odchýlka nepresiahne danú medzu. Presnosť naladenia prijímača je tesne spojená s jeho frekvenčnou stabilizáciou, je totiž logické, aby stabilný prijímač mal taktiež presnú stupnicu. 2.5 Parazitné a vlastné príjmi prijímača: Sú nepríjemnou vlastnosťou prijímača pracujúcich na superhetovom princípe. Pod pojmom parazitný príjem budeme označovať príjem takých staníc, ktoré v skutočnosti na naladenej frekvencii nepracujú, ale sú niekde inde a vplyvom nelineárnych vlastností niektorých obvodov prijímača, zvlášť zmiešavačov, boli frekvenčne posunuté. Najznámejším prejavom býva tzv, Zrkadlový príjem, kde jednu stanicu počujeme na superhete nielen na správnej, ale i na zrkadlovej frekvencii. Vlastné príjmi sa vyskytujú u prijímačov prevedených na superhetovom princípe s viac než jedným zmiešavaním. Býva to obvykle niekoľko miest v pásme, kde sa prijíma niektorá harmonická frekvencia jedného z oscilátorov zmiešavača. V týchto miestach býva prijímač viac, alebo menej zahltený a príjem slabých signálov v blízkom okolí nemožný. Vhodnými opatreniami(tienenie, voľba mf kmitočtu) je možné počet miest vlastného príjmu znížiť na minimum a rovnako aj intenzitu zahltenia prijímača. 2.6 Krížová modulácia: Je rovnako vyvolaná nelineárnymi prvkami tranzistormi. Pod týmto názvom označujeme jav, keď silná stanica pracujúca na frekvencii blízkej prijímanej stanice jej vtisne svoju moduláciu, aj keď je neskôr v ďalších obvodoch odfiltrovaná. Táto vlastnosť sa prejavuje hlavne u superhetov, kde sú zmiešavače málo odolné voči krížovej modulácii. Parazitná modulácia počúvanej stanice inou nežiadúcou stanicou znamená vlastne vznik ďalšieho postranného pásma okolo nosnej žiadanej stanice, ktoré tam pôvodne nebolo, čo sa rovná rušeniu. Krížová modulácia sa podobne ako AM obvykle udáva v %, pričom je potrebné určiť podmienky, za ktorých nastáva, tj. napätie vyvolané rušivou stanicou na vstupe, stupeň jej modulácie a vzdialenosť od žiadanej stanice. 3

12 2.7 Možnosti príjmu rôzne modulovaných signálov 2.8 Spotreba el. energie: aj jej druh(sieť, batérie a pod), možnosť napájať náhradnými zdrojmi 2.9 Rozmery,váha a tvar možnosti prevážania a prenášania 2.10 Vybavenie pomocnými obvodmi indikátor naladenia a pod. Rada týchto požiadaviek je vzájomne zviazaná.., napr. citlivý prijímač musí mať aj dobrú selektivitu, selektívny prijímač musí byť stabilný atď... Je samozrejmé, že výber koncepcie prijímača bude do značnej miery ovplyvňovaný schopnosťami a možnosťami svojho tvorcu, či už odbornými alebo ekonomickými. 4

13 3. MODULÁCIE 3.1Amplitúdová modulácia (AM) Mení sa amplitúda nosnej vlny v rytme okamžitej hodnoty modulačného signálu. Pozrime sa ako bude vyzerať úplné spektrum amplitúdovo modulovaného signálu. Pri odvodzovaní spektrálnej rovnice budeme vychádzať z vyjadrenia časového priebehu nosného harmonického signálu, ktorý je v tvare : x = X m cos (vt + φ v ) (3.1.1) kde x predstavuje okamžitú hodnotu obvodovej veličiny (napätie alebo prúd), X m je jej amplitúda, v je uhlová frekvencia nosného signálu a φ v je jej fáza. Zodpovedzme základnú otázku. Ako dôjde k amplitúdovej modulácii, resp. ako sa zmení harmonický nosný signál? O amplitúdovo modulovanom signály budeme hovoriť vtedy, ak amplitúda nosného signálu bude ovplyvňovaná modulačným signálom. To znamená, že X m bude časovo závislá, teda X m -> X m (t). Potom x{t) = X m {t)cos(vt + (φ v ) (3.1.2) Modulačný signál môže mať všeobecný časový priebeh, často aj náhodného charakteru, takže častokrát nie je možno ho vystihnúť konkrétnou časovou funkciou. Pre analýzu spektra modulovaného signálu je potrebné uvažovať harmonický signál, ktorý môže obsahovať aj jednosmernú zložku. Potom takýto modulačný signál nadobudne tvar X m (t) = X m 0 + δ X m cos (ωt + φ ω) (3.1.3) Po dosadení (3.1.3) do (3.1.2) dostaneme x(t) = [ X m 0 + δx m cos(ωt +φ ω ) ] cos (vt + φ v ) (3.1.4) A po roznásobení: x(t) = X m 0 cos (vt + φ v ) + δx m cos (ωt + φ ω ) cos (vt + φ v ) (3.1.5) Zaveďme substitúciu cos (vt + φ v ) = cos α (3.1.6) cos (ωt + φ ω ) = cos β 5

14 Pre súčin kosínusov podľa trigonometrického vzťahu platí spoločný vzťah cos (α ± β) = cosα cosβ ± sinα sinβ (3.1.7) kde po jeho úprave dostávame: cosα cosβ = ½ [cos(α +β) + cos(α β)] (3.1.8) a po vrátení substitúcie za cosα cosβ a dosadení do rovnice (3.1.5) nadobudne úplná spektrálna rovnica amplitúdovo modulovaného signálu tvar: x( t) = X + X m0 m0 1 X δ 2 X 1 X cos( vt + ϕ v ) + δ 2 X m m0 cos m0 cos [( v ω) t + ( ϕ ϕ )] m v [( v + ω) t + ( ϕ + ϕ )] ω v ω + (3.1.9) kde výrazy (v + ω), (v - ω) predstavujú dve postranné zložky o súčtovej a rozdielovej uhlovej frekvencii, ktoré sú navzájom symetricky umiestnené po obidvoch stranách nosnej uhlovej frekvencie v. Označme člen: X m = δ ma (3.1.10) X m0 pričom koeficient δ určuje mieru vplyvu modulačného signálu na amplitúdu nosnej pri modulácii. Vzťah (3.1.10) je tzv. hĺbka amplitúdovej modulácie. Dosadením m a z člena (3.1.10) do (3.1.9) dostaneme výslednú úplnú spektrálnu rovnicu amplitúdovo modulovaného signálu : x( t) = X m0 cos( vt + ϕ v ) X m0 ma cos m [( v ω) t + ( ϕ ϕ )] v a cos [( v + ω) t + ( ϕ + ϕ )] ω v ω + (3.1.11) 6

15 Obr 3.a Znázornenie jednotlivých frekvencií pri AM Predpokladajme, že uhlová frekvencia modulačného signálu sa mení v rozmedzí celého spektra modulačného signálu. To má za následok, že v rozmedzí tohto spektra sa budú meniť i rozsahy obidvoch spektrálnych postranných zložiek. Tento stav je zobrazený na obr.3.b Obr 3.b Horné a dolné postranné pásmo amplitúdovo modulovaného signálu Z hľadiska prenosu informácie amplitúdovo modulovaným signálom nie je nutné prenášať celé spektrum (obr.3.b), ale postačí prenášať iba jedno postranné pásmo. V technickej praxi sa používa pre amplitúdovo modulovaný rádiový signál prenos úplného signálu. Prenos jedného postranného pásma a čiastočne potlačenej nosnej sa používa v televíznych systémoch (prenos obrazového signálu). V systémoch na prenos telefónnych hovorov sa väčšinou používa prenos s jedným postranným pásmom. Potlačenie nežiadúcich zložiek spektra resp. nosnej sa realizuje obvodovým riešením amplitúdového modulátora a filtráciou. 7

16 Skúmajme teraz výkonové pomery signálu AM s dvomi postrannými pásmami. Výstupný výkon pri 100 % modulácii sa rozdelí na tri časti. Polovica výkonu sa spotrebuje vo vysielaní nosnej vlny. Druhá polovica sa rozdelí na obidve postranné pásma. Jedno pásmo teda nesie len 25 % celkového vyžiareného výkonu. Teda keď máme AM vysielač s výstupným výkonom 1 W, z toho 0,5 W dostane nosný signál a 0,25 W jednotlivé postranné pásma. Čo sa týka technickej realizácie AM, to môžeme robiť dvomi základnými spôsobmi: a., kolektorová (anódová) modulácia, b., modulácia v okruhu riadiacej elektródy (mriežková) 3.2 Jednopásmová modulácia SSB Jednopásmová modulácia je vo frekvenčnej oblasti charakterizovaná prítomnosťou len jednej postrannej zložky, dolnej, alebo hornej. Druhá zložka a nosná frekvencia sú potlačené (v angličtine pod názvom single sideband - SSB). Potlačenie nežiadúcej zložky (pásma) je možné dosiahnuť dvomi spôsobmi: a) zapojením vhodného filtra na výstupe modulátora, b) kompenzáciou nežiadúceho produktu vhodným obvodovým zapojením modulátora realizujúceho jednopásmovú moduláciu S prvým spôsobom (filtračná metóda) sme sa vlastne doposiaľ zaoberali, treba iba pripomenúť, že na pásmovú priepust' sú kladené veľké nároky najmä na jej selektivitu a časovú stálosť, ktoré so stúpajúcou frekvenciou nosného signálu sa zvyšujú. Aby nežiadúce pásmo bolo čo najviac potlačené používa sa v praxi pri tejto metóde transpozícia frekvencie. Vlastná modulácia sa uskutoční na frekvencii výhodnej z hľadiska filtrácie, a takto vzniknutý signál s jedným postranným pásmom (zložkou) sa transponuje na prevádzkovú frekvenciu. Zaoberajme sa teraz ďalším spôsobom vytvorenia jednopásmovej modulácie a to moduláciou s fázovou kompenzáciou (fázová metóda). Tento spôsob z hľadiska realizácie nevyžaduje použiť technicky a obvodovo zložité pásmové priepuste na odfiltrovanie nežiadúcej zložky (pásma), ale zato vyžaduje použiť dva vyvážené modulátory. Princíp tejto metódy je možné odvodiť nasledovne. Pri fázovej metóde 8

17 generujeme dva amplitúdovo modulované signály s potlačenou nosnou frekvenciou, ktoré potom vstupujú do sumačného obvodu obr.3.c. Výsledkom je signál obsahujúci dolnú alebo hornú postrannú zložku (pásmo). Keďže pri amplitúdovej modulácii (klasickej i s potlačenou nosnou) sa fáza dolného i horného postranného pásma odlišuje znamienkom znamenajúcim fázový posuv n, môžeme použiť na potlačenie nežiadúceho postranného pásma fázového rozlíšenia. Vychádzajme z obr.3.c, kde do vyváženého modulátora Ml vstupuje už známy modulačný signál X m (t) =X m o + δcos(ω +φω) a nosná X m cos(v + φ v ), pričom sme počiatočné fázové posuny položili φ ω = φ v = 0. Pre takýto systém v súlade so vzťahmi (3.1.1) až (3.1.4) platí π π x( t) = X m 0 m a cos vt cos ωt + δx m cos vt cos ωt (3.2.1) 2 2 ďalej upravíme výraz nasledovným spôsobom x( t) = X = X m0 m m0 2 a m a X cos vt cosωt + δ X m m0 π π cos( vt ) cos( ωt ) = 2 2 [ cos( v + ω) t + cos( v ω) t + cos( v ω) t cos( v + ω) t] (3.2.2) potom ma x( t) = X m 0 cos( v ω) t 2 kde platia trigonometrické výrazy cos vt π = sin vt 2 π cos( ωt ) = sin ωt (3.2.3) 2 9

18 Rozpíšme vzťah (3.1.1) podľa prislúchajúcich znamienok. Z (3.1.1) dostávame dva výrazy v tvare cos(v + ω) = cos v cos ω sin v sinω (3.2.4) cos( v - ω) = cos v cos ω + sin v sinω prenásobme prvý výraz v (3.2.4) číslom (-1) a pripočítajme ho k druhému výrazu. Potom po jednoduchej úprave dostávame: 1 sin vt sin ω t = [ cos( v ω) t cos( v + ω) t] (3.2.5) 2 Po dosadení z (3.2.3) do (3.2.1) s použitím (3.2.5) dostávame rovnicu (3.2.2) popisujúcu amplitúdovo modulovaný signál s potlačenou nosnou a s jedným - dolným postranným pásmom. Prenásobením druhého výrazu vo vzťahu (3.2.4) číslom (-1) a po vykonaní rovnakej úpravy ako v predchádzajúcom prípade dostaneme vzťah (3.2.2) v tvare: ma x( t) = X m 0 cos( v + ω) t (3.2.6) 2 čo je amplitúdovo modulovaný signál s potlačenou nosnou ale s horným postranným pásmom. Keďže priebeh X m (t) môže byť vyjadrený súčtom elementárnych harmonických priebehov, platia predchádzajúce poznatky pre ľubovoľný priebeh modulačného signálu. K fázovej metóde amplitúdovej modulácie s jedným postranným pásmom treba poznamenať, že síce teoreticky nie je potrebný žiadny filter, ale pri praktickej aplikácii je potrebné za sumačný člen zaradiť pásmovú priepust', alebo ďalšie nadväzujúce stupne navrhnúť dostatočne selektívne, ktoré budú potláčať vyššie harmonické vznikajúce nelinearitou modulátora, ktorá je ale nevyhnutná k jeho správnej funkcii. Ďalej si musíme uvedomiť, že sú kladené nároky na fázovacie členy, t. j. obidva fázovacie články musia mať konštantný priebeh posunutia fázy pre všetky prenášané modulačné frekvencie. V praxi ale nedosiahneme úplné potlačenie nežiadúcej postrannej zložky (pásma). Výsledný posun fázovacieho článku posúvajúci modulačný signál bude ležať v pásme spektra modulačného signálu v určitej tolerancii v okolí hodnoty 71^2. To znamená, že postranná zložka bude vždy zatlmená iba s konečnou hodnotou, a to tým vyššou čím kvalitnejšie budú fázovacie články. V neposlednej miere na nedostatočné zatlmenie potlačenej postrannej 10

19 zložky má vplyv aj nevyváženosť reálnych modulátorov Ml a M2. V praxi sa dosahuje potlačenie postrannej zložky asi o - 30 db. Obr 3.c : Jednopásmový modulátor s fázovou kompenzáciou 3.3 Frekvenčná modulácia (FM): Frekvenčná modulácia je významnou metódou prenosu informácií. Vo všeobecnosti pod pojmom modulácia rozumieme ovplyvňovanie niektorého parametra nosnej vlny informáciou, ktorú chceme prenášať. Túto informáciu obsahuje modulačný signál, ktorým sa v modulačnej sústave ovplyvňuje nosná vlna, výsledkom čoho je na výstupe sústavy modulovaná nosná vlna. Ak modulačným signálom ovplyvňujeme frekvenciu nosnej vlny, hovoríme, že výstupný signál je frekvenčne modulovaný. Na označenie pre frekvenčnú moduláciu bol zavedený symbol FM. V literatúre sa pre frekvenčnú moduláciu zaužívali aj pojmy uhlové, resp. exponenciálne modulácie. Fyzikálny princíp a matematický popis FM Na prenos informácií používa modulačná sústava harmonickú nosnú vlnu sínusového priebehu. Prenášaná informácia modulačná funkcia reprezentuje funkciu času. Označme tento signál g(t). Potom frekvenčne modulovaný signál na výstupe modulačnej sústavy FM modulátora bude f(t) v tvare: f (t) = A 0 cos φ(t) (3.3.1) kde t ϕ( t) = ω( t) dt + ϕ 0 0 (3.3.2) kde - A 0 je konštantná amplitúda kmitov (poväčšine napätie ale aj prúd) 11

20 - φ(t) je veličina, ktorá vyjadruje okamžitú hodnotu časovo premenlivej fázy kmitov. Dosaďme (3.3.2) do (3.3.1), potom dostávame: t f ( t) = A0 cos ω( t) dt + ϕ0 (3.3.3) 0 Ako je možno vidieť z (3.3.2) argument harmonickej funkcie kosínus je časovo závislý. Táto časová závislosť je spôsobená modulačným signálom g(t). Aby sme mohli vzťah (3.3.3) považovať za frekvenčne modulovaný signál, potom integrant ω(t) musí vyhovovať tvaru: ω(t) = ω 0 + ω 0 g(t) (3.3.4) Po dosadení (3.3.4) do (3.3.3) dostaneme: t t f ( t) = A0 cos ω0[ 1+ g( t) ] dt + ϕ0 = A0 cos ω 0t + ω0 g( t) dt + ϕ0 (3.3.5) 0 0 rovnica (3.3.5) opisuje frekvenčne modulovaný signál a vyjadruje nám vzťah medzi nosnou vlnou s uhlovou frekvenciou ω 0 a medzi modulačnou funkciou (signálom) g(t). Uhol φ 0 je fázový uhol v okamihu začiatku pozorovania deja. Ak je modulačný signál g(t) = 0 je ω(t) = ω 0, teda okamžitá frekvencia je rovná frekvencii nosnej vlny. Argument harmonickej funkcie vo vzťahu (3.3.5) predstavuje výraz: t ϕ( t) = ω 0 t + ω0 g( t) dt + ϕ0 (3.3.6) 0 Okamžitú frekvenciu ω ok frekvenčne modulovanej vlny určíme deriváciou argumentu (3.3.6) podľa času, teda: t d ω ok = ω0t ω0 g( t) dt ϕ 0 = ω0 + ω0g( t) dt + + (3.3.7) 0 Výraz (3.3.7) interpretujeme tak, že okamžitá frekvencia ω ok je závislá od modulačnej funkcie g(t) čo znamená, že nosná vlna s kruhovou frekvenciou ω 0 sa mení v rytme zmien modulačného signálu g(t). Analyzujme v súlade s (3.3.5) frekvenčne modulovaný signál. Posúďme tento signál z pohľadu modulačného signálu g(t). V princípe môžu nastať tri prípady. a) g(t) = 0 b) g(t) = konštanta, (g(t) = k) c) g(t) 0, g(t) konštanta 12

21 V prípade a) f(t) reprezentuje nemodulovanú nosnú vlnu. Po dosadení g(t) = 0 do (3.3.5) bude ( ω + ) f ( t) = A cos t ϕ (3.3.8) Prípad b). Dosaďme do 2,5 za g(t) = k, potom 0 cos 1 ( + k) ω f ( t) = A t ϕ (3.3.9) V treťom prípade c) sa fázový uhol φ(t) mení v rytme zmien g(t) a teda okamžitá frekvencia sa mení simultánne so signálom g(t). Na obr. 3.d je uvedený príklad frekvenčne modulovanej vlny. V časti a) je zobrazená vstupná informácia priebeh modulačného signálu g (t). V časti b) je zobrazená frekvenčne modulovaná vlna f(t) a v časti c) je priebeh okamžitej frekvencie ω ok signálu f(t). Obr. 3.d Vplyv g(t) na nosnú vlnu a okamžitá frekvencia ω ok FM vlny Prípad c) predstavuje modulovanú vlnu s ustálenou frekvenčnou odchýlkou ω, o ktorú sa odlišuje od nosnej vlny s uhlovou frekvenciou ω 0. Modulačný signál môže byť harmonický signál alebo akýkoľvek neharmonický signál, vo všeobecnosti i neperiodický signál. Z predchádzajúcich úvah a vzťahov vidíme, že charakteristickými veličinami frekvenčne modulovanej vlny sú: ω 0 ω ok - kruhová frekvencia nemodulovanej vlny (nosná) - okamžitá kruhová frekvencia modulovaná vlna ω ok - okamžitá frekvenčná odchýlka (frekvenčný zdvih alebo deviácia) 13

22 Okamžitá frekvencia ω ok, ako aj frekvenčná odchýlka ω ok, lineárne závisí od modulačného signálu g(t). Zaoberajme sa teraz frekvenčne modulovaným signálom, ktorý je realizovaný v modulačnej sústave za predpokladu, že modulačný signál g(t) je harmonický signál. Pretože amplitúda modulačného signálu sa v modulátore mení na frekvenčnú odchýlku, budeme brať do úvahy modulačný signál v tvare g Δω t ) = cos ωmt (3.3.10) ω 1 ( 0 kde g 1 (t) je okamžitá hodnota modulačného signálu a ω/ω 0 je veličina úmerná amplitúde modulačného signálu. ω - je najvyššia frekvenčná odchýlka, ktorá vznikne pri maxime amplitúdy modulačného signálu ω 0 - je kruhová frekvencia nemodulovanej vlny ω m - je kruhová frekvencia nízkofrekvenčného signálu V zmysle predchádzajúceho podľa (3.3.6) pre časovo premenlivý uhol φ 1 (t) platí: t Δ Δω ω ϕ 1( t) = ω0t + ω0 cosωmt dt + ϕ0 = ω0t + sinωmt + ϕ0 (3.3.11) 0 ω0 ωm Po dosadení do (3.3.1) dostávame pre frekvenčne modulovanú vlnu harmonickým signálom vzťah: Δω f = + + 1( t) A0 cos ω0t sinωmt ϕ0 ωm (3.3.12) Pomer Δω voláme index frekvenčnej modulácie a označujeme ho m fr, teda ω m Δω = (3.3.13) ω m fr m Po dosadení do (3.3.12) býva najčastejšie používaný vzťah pre frekvenčne modulovanú vlnu v tvare f ( ω t + m ω + ) 1( t) = A0 cos 0 fr sin mt ϕ0 (3.3.14) Okamžitú frekvenciu ω ok dostaneme deriváciou okamžitej fázy φ 1 (t) podľa času alebo dosadením (3.3.10) do (3.3.7) ω ok dϕ ( t) d Δω = 1 = ω0t + sinωmt + ϕ0 = ω0 + ω cosωmt dt dt ω Δ (3.3.15) m 14

23 resp. ω ok Δω t = ω ω t 0 + ω0 cos m = ω0 + Δω cosωm ω (3.3.16) 0 Na základe vyššie uvedeného vyslovme nasledovné dôležité závery: a) Veľkosť frekvenčnej odchýlky ω ok priamoúmerne závisí od amplitúdy modulačného signálu, pričom maximálny frekvenčný zdvih zodpovedá maximu amplitúdy modulačného signálu b) Rýchlosť zmeny, s akou sa uskutočňuje frekvenčná odchýlka je závislá od frekvencie modulačného signálu ω m Veľkosť modulačnej frekvencie ovplyvňuje šírku prenášaného pásma frekvenčne modulovaného signálu, resp. ovplyvňuje jeho frekvenčné spektrum. Obr. 3.e Modulačný signál g 1 (t) a frekvenčne modulovaný signál f 1 (t). 3.4 CW modulácia: Morseove kódovanie je metóda pre prenos informácie cez telegrafiu. Princíp spočíva vo vysielaní štandardizovaných sekvencií krátkych a dlhých impulzov na zobrazenie znakov, číslic, a špeciálnych znakov správy. Krátke a dlhé hlásky môžu byť prezentované na vysielacej a prijímacej strane aj zvukom, aj značkami a sú obyčajne známe ako bodka a čiarka. Medzinárodná Morseova abeceda je zložená zo šiestich segmentov: 15

24 1. krátka značka. 2. dlhá značka 3. vnútorný rozdiel vlastností (medzi bodkou a čiarkou) 4. krátky rozdiel (medzi znakmi) 5. stredný rozdiel (medzi slovami) 6. dlhý rozdiel (medzi vetami) Morseov kód môže byť prenášaný rôznymi spôsobmi. Originálne je prezentovaný spôsob prenosu ako elektrické impulzy po telegrafnom vedení, ale taktiež ako audio-tón prostredníctvom rádiového signálu s krátkym alebo dlhým pulzom, alebo tónom. Morseov kód je pri prenose v dvoch stavoch - ON a OFF to je v podstate prvá forma digitálneho signálu. 4. KONCEPCIA PRIJÍMAČA Navrhnutý komunikačný prijímač sa skladá zo štyroch hlavných častí: Tie tvoria: 1. Vstupná jednotka - TV Tuner 2.Zmiešavač s kryštálovým oscilátorom 3. Mf zosilňovač s demodulátorom 4. Koncový výkonový zosilňovač Prijímač je zapojený ako superhet s dvojitým zmiešavaním. Jeho podrobná schéma je na obr.4.a Obr. 4.a Bloková schéma prijímača 16

25 5. TEORETICKÝ ROZBOR A NÁVRH JEDNOTLIVÝCH MODULOV: V tejto časti sa budem zaoberať návrhom konkrétnych častí modulov z predchádzajúcej blokovej schémy 5.1 Vstupná časť: TV tuner V mojom zapojení predstavuje kanálový volič vstupný obvod. Je to prvá časť prijímača, ktorej vlastnosti sú najdôležitejšie pri príjme slabých signálov. Vstupný obvod prevádza napätie z antény k prvému zosilňovaciemu stupňu a to tak, aby bol prenos optimálny so zreteľom na prenesenú šírku pásma, aby nenastávalo skreslenie modulácie signálu a aby straty signálu vo vstupných obvodoch boli malé, vzhľadom k dosiahnutiu čo najlepšieho pomeru signálu k šumu (S/N). U tranzistorových prijímačov sa používa bežne feritová anténa a pre rozsah VKV sa používa prútová anténa alebo dipól. Aj preto tieto antény považujeme za časť vstupných obvodov a ich prevedenie má vplyv na výslednú citlivosť prijímača a pre daný pomer signál/šum. Pre svoje vhodné vlastnosti (vhodné rozdelenie pásiem, pomerne vysoký zisk atď...), som sa rozhodl pre kanálový volič typu 6 PN Je to VHF/ UHF televízny kanálový volič. Signál prijímaného kmitočtu prichádza do anténneho konektora IEC s menovitou impedanciou 75Ω. Je to veľmi pozitívna vlastnosť prijímača (či už prenosných, tunerov, skenerov). 17

26 Popis zapojenia VHF časti kanálového voliča: Pred aktívny ladený vstupný zosilňovač je zaradený filter, ktorého detailná schéma je na obrázku: Obr. 5.1 a Vstupný filter TV tunera pre VKV pásmo Pre zabezpečenie požadovaného potlačenia v oblasti mf signálov, rozhlasového pásma a UHF signálov, vznikol komplikovaný vstupný filter, zložený z troch funkčných filtrov, ku ktorým som znázornil frekvenčné priebehy. Filetr I - zabezpečuje potlačenie UHF signálu nad 460 MHz. Tento filter tvorí vzduchová cievka. Filter II - v prevedení T článku vo vetvách s dvoma paralelnými a jedným sériovým rezonančným obvodom zabezpečuje dokonalé potlačenie mf signálov. Filter III - v prevedení článku gama realizuje potlačenie frekvenčnej oblasti pod mf signály, teda potláča rušenie spôsobené rozhlasovými vysielačmi Kaskádovým usporiadaním všetkých troch filtrov vznikne výsledný prenos len v oblasti VHF s potlačením frekvencií mimo toto prenášané pásmo. Obdobným spôsobom je realizovaná frekvenčná výhybka pre UHF pásmo, ktorá zaisťuje voľný priechod UHF signálu a útlm VHF. Takto selektovaný signál ďalej pokračuje na zosilňovací MOSFE tranzistor BF 998R. Nakoľko pri zmene frekvencie dochádza tiež k zmene vstupnej impedancie tranzistora BF 998R, došlo by k zmene tlmenia obvodu pri súčasnom rozlaďovaní. Túto zmenu upravuje na konštantnú ladiaca dióda BB620. Použitím tranzistora BF 998R sa získa veľké 18

27 zosilnenie pri malom šume, veľký vstupný odpor a tým malé tlmenie vstupných obvodová veľká stabilita daná stálosťou parametrov v širokom frekvenčnom rozsahu. Zmenou napätia na druhom hradle BF 998R je riadený zisk a preto je pripojené cez R2 na Uavc, ktoré pre slabé signály je + 8,5V(maximálny zisk) a pre silné signály + 1V(minimálny zisk) Na symetrickom výstupe tunera je štandardný TV mf signál s kmitočtom nosnej obrazu 38 MHz. Šírka mf pásma je 8MHz, mf signál má teda kmitočtový rozsah asi 39 až 31 MHz. Oscilátor v tomto tuneri kmitá na všetkých pásmach o frekvenciu medzifrekvencie nad prijímaným kmitočtom. Ja potrebujem čo najselektívnejšie odfiltrovať frekvenciu 37,3 MHz, ktorá mi vyhovuje pri ďalšom spracovaní v obvodoch. Aplikácie: Rada kanálových voličov je navrhnutá pre pokrytie rozšírených pásiem VHF/ UHF, vrátane káblových a hyperbandu. Medzifrekvenčný výstup je navrhnutý pre priame pripojenie rôznych PAV filtrov. Tento kanálový volič vyhovuje požiadavkám pre vyžarovanie, spracovateľnosť signálu a odolnosťou voči interferenčnému vyžarovaniu európskym normám EN 55013, EN a Amsblatt DBP 15/1992 za predpokladu profesionálneho použitia v zodpovedajúcom TV prijímači. Kanálový volič rady 6 PN je kombinovaný VHF/UHF volič s elektronickým ladením a prepínaním pásiem. Je postavený na nízkostratovej doske plošných spojov, ktorá je osadená v kovovom ráme zo Zn. Je použitá technológia povrchovej montáže súčiastok SMT, ktorá umožnila zmenšiť mechanické rozmery, zlepšiť elektrické parametre a vysoko zvýšiť spoľahlivosť. IEC (75Ω) anténny konektor je osadený na bočnej strane rámu. Všetky ostatné prepojenia sú realizované kompaktným konektorom na spodnej strane rámu. Elektrické zapojenie obsahuje tri vstupné ladené zosilňovače osadené MOSFET tranzistormi. Tým je aj určené rozdelenie pásma prijímaných signálov na VHF1, VHF 2 a UHF. Tieto kanálové voliče preto umožňujú príjem vo všetkých súčasných svetových TV frekvenčných pásmach, vrátane tzv. hyperpásma. Oscilátory, zmiešavače, a zosilňovače medzifrekvenčného signálu sú v jednom IO. Výstupný obvod je navrhnutý pre priame pripojenie PAV filtra. Mf výstup tunera neobsahuje ladený obvod a má malú impedanciu (typicky 100 až 300 Ω) a je prispôsobený pre pripojenie filtra PAV obrazovej mf. Využitie televízneho filtra PAV nemá v komunikačnom prijímači význam, naopak je nutné žiadanú frekvenciu 37,3 MHz 19

28 prvej medzifrekvencie čo najselektívnejšie odfiltrovať. Filter je tvorený dvojitou kapacitne viazanou pásmovou priepusťou s rezonančnými obvodmi O01 a O02 a má šírku pásma asi 1 MHz Hlavné parametre TV kanálového voliča 6 PN : Popis vývodov: 1 - napätie AVC 2 - napájacie napätie + 12V 3 - spínacie napätie VHF V 4 - spínacie napätie VHF V 6 - spínacie napätie UHF + 12V 7 - napájacie napätie ladiacej časti 0,5 28 V 12 - mf výstup 13 - mf výstup Elektrické parametre: VHF 1 Vf zosilňovač BF 998 R Ladiace diódy 4 x BB x BB 515 VHF 2 Vf zosilňovač BF 998 R Ladiace diódy 4 x BB 998 R BB 515 UHF Vf zosilňovač BF 998 Ladiace diódy 4 x BB 515 Oscilátor, zmiešavač IO TDA 533 OT Ladiaci tranzistor BC 847 BB Napájacie napätia: + 12 V ± 10 % + 30 V ± 10 % (0,5 28 V) 20

29 Celkový odber prúdu: Z napájania + 12 V Pri MAX zisku : pri MIN zisku: VHF 1-75 ma VHF 1-60 ma VHF 2-80 ma VHF 2-65 ma UHF - 80 ma UHF - 65 ma Z napájania + 30 V max 1,5 ma Signálové charakteristiky: Vstupná impedancia 75 Ω nesym. Koeficient odrazu: VHF max 60 % UHF max 50 % Výstupná impedancia: 100 Ω symetr. Napäťové zosilnenie: VHF min. 30 db UHF min. 30 db Šumové číslo: VHF max. 7kT 0 UHF max 10kT 0 Maximálna použiteľná úroveň vstupného signálu pri minimálnom zisku - max 200 mw Potlačenie nežiadúcich signálov : Selektivita pre vstupný zrkadlový signál: VHF 1 min 50 db VHF 2 min 50 db UHF min 45 db Selektivita pre vstupný medzifrekvenčný signál: VHF 1 min 50 db VHF 2 min 55 db UHF min 60 db 21

30 Krížová modulácia: Vstupný signál, ktorý vytvára 1 % krížovej modulácie, t.j. 1 % modulácie rušivého signálu je prenesené do užitočného signálu. Charakteristiky oscilátora: Oscilátor pracuje nad prijímanou frekvenciou. Zdvih frekvencie oscilátora pri zmene napájacieho napätia o 2 % VHF max. 200 khz UHF max 300 khz Zmena frekvencie oscilátora pri zmene teploty okolia z 25 na 40 C: VHF 1 max ± 400 khz VHF 2 max ± 500 khz UHF max ± 800 khz 5.2 Zmiešavače Rôzne elektronické zariadenia (napr. rádiové alebo televízne prijímače, vysielače, modemy, frekvenčné ústredne a iné) potrebujú meniť určitú frekvenciu f1 na inú frekvenciu f2. Táto zmena sa uskutočňuje v obvodoch nazývaných zmiešavače, alebo meniče frekvencie. K zmene frekvencie z hodnoty f1 na f2 je potrebná pomocná frekvencia heterodynného oscilátora. Vo všeobecnosti môžeme povedať, že zmiešavač je vlastne nelineárny šesťpól, ktorý má tri dvojice svoriek (obr.5.2.b) Prvá dvojica je určená pre napätie u1 s frekvenciou f1, na druhú dvojicu svoriek sa pripája napätie u 0 s frekvenciou f0, a na tretej dvojici sa nachádza napätie u2 s frekvenciou f2 nazývanou aj medzifrekvencia f m f 22

31 Obr.5.2.b : Všeobecná schéma zmiešavača Oscilátor s frekvenciou f0, môže existovať ako samostatný stupeň, alebo k osciláciám vrátane zmeny frekvencie dochádza v spoločnom (jedinom) stupni. V prvom prípade hovoríme, že zmiešavač sa skladá z oscilátora a nelineárneho obvodu v ktorom dochádza ku konverzii frekvencie a v druhom prípade hovoríme o kmitajúcom, alebo o samokmitajúcom zmiešavací. Vo všeobecnosti vytvára každý menič frekvencie rôzne kombinácie obidvoch vstupných frekvencií f0 a f1. Tieto kombinácie môžeme vyjadriť rovnicou f2 =mf0 ± nf1 (5.2.1) kde m a n sú celé čísla. Filter na výstupe zmiešavača vyberie z tohto spektra požadovaný zmiešavací produkt f2. Najčastejšie sa využívajú produkty, kde m = n = 1, ktoré majú relatívne vysokú úroveň signálu. Pre tento prípad sa rovnica (10.1) zjednoduší na tvar f2 = f0 f1 (5.2.2) f2 =f0 + f1 (5.2.3) Pri prijímačoch využívame zmenu frekvencie podľa rovnice (5.2.2), kde vysokú vstupnú frekvenciu meníme na nízku frekvenciu. Túto frekvenciu nazývame medzifrekvenciou. Pri vysielačoch je požiadavka opačná a to z dvoch relatívne nízkych frekvencií je účelné vytvoriť frekvenciu vyššiu, takže sa uplatňuje rovnica (5.2.3). V zásade môžeme použiť buď jeden tranzistor pre zmiešavanie a druhý ako oscilátor, alebo realizovať tzv. samokmitajúci zmiešavač, kde jeden tranzistor pracuje aj ako oscilátor aj ako zmiešavač. Pre zmiešavanie je dôležité, aby úroveň signálu, ktorú zmiešavač spracováva, bola i u rôzne silných staníc málo odlišná. Dosiahneme to riadením zisku prijímača ešte pred zmiešavačom, to znamená vo vysokofrekvenčnom 23

32 zosilňovači, pokiaľ ho prijímač obsahuje, alebo tlmením vstupného obvodu pri príjme silných staníc. Pri oddelenom zmiešavači a oscilátore sa taktiež ale môže riadiť priamo zmiešavač. Toto zapojenie sa však veľmi nerozšírilo hlavne preto, že oscilátor a zmiešavač sú vždy priamo viazané a tím dochádza k rozlaďovaniu oscilátora vplyvom zmien kapacity riadeného zmiešavača. Je totiž známe, že so zmenou pracovného bodu tranzistora sa mimo iné menia aj kapacity jednotlivých elektród. Bloková schéma tohto usporiadania je na obr.d. Z blokových schém jednotlivých alternatív zapojení vstupného obvodu, vysokofrekvenčného zosilňovača, zmiešavača a oscilátora, ktoré sú znázornené na obr. a až e, možno použiť najjednoduchšiu alternatívu podľa obr. a pre najmenej náročné a málo citlivé prijímače. Pre prijímače s väčšou citlivosťou sa oveľa viac používa alternatíva podľa obr. b, tj. riadený vstupný obvod a kmitajúci zmiešavač. Pre luxusné a veľmi citlivé prijímače sa používa alternatíva c, tj. neriadený vstupný obvod a kmitajúci zmiešavač. Najnáročnejšia je alternatíva e, ktorá sa od predchádzajúcich líši oddelenou funkiou oscilátora a zmiešavača, vyžaduje až tri tranzistory, ale zaisťuje najlepší výsledok. Obr.5.2.c Rôzne varianty prijímačov Ak má mať rádiový prijímač superheterodynného typu čo najväčšiu blízku selektivitu, musí mať nízku mf frekvenciu. Naopak k zaisteniu čo najväčšej vzdialenej (zrkadlovej) selektivity je žiadúca čo najvyššia mf frekvencia. Tieto dve protichodné požiadavky však nemôže súčasne splniť prijímač s jedinou premenou kmitočtu. Podstatne ľahšie je ich dosiahnutie u prijímača s dvojitým (alebo trojitým ) zmiešavaním, ktorý má dostatočný odstup medzi jednotlivými mf frekvenciami. 24

33 Prvá mf je spravidla čo najvyššia, čím sa zaisťuje veľká vzdialená selektivita. V prijímači som použil TV tuner, ktorého výstup dáva mf signál 37,3 MHz. Druhý mf signál prijímača s dvojitým zmiešavaním musí byť naopak nízky, lebo v druhom mf zosilňovači je nutné dosiahnuť veľkú blízku selektivitu, tj.čo najvyššiu strmosť bokov krivky selektivity. Pri použití klasických mf filtrov LC sa pre danú triedu prijímačov FM ukazuje ako vyhovujúca druhá mf 6,5 MHz alebo 10,7 MHz. U moderných bezindukčných filtrov však táto frekvencia môže byť aj vyššia. Pri voľbe druhého mf signálu u prijímačov s viacnásobnou premenou kmitočtu je však nutné sledovať nielen blízku selektivitu, ale aj možnosť príjmu nežiadúcich zrkadlových signálov. Aby sa táto možnosť vylúčila, musí byť druhý mf signál vyšší ako polovica šírky pásma B mf1 prvého mf signálu. V komunikačnom prijímači je mf signál z tunera relatívne vysokej frekvencie (37,3 MHz), preto by bolo obtiažne ho priamo filtrovať, zosilňovať a demodulovať na nf signál. Preto je navrhnuté ešte jedno zmiešavanie mf signálu. Mf signál je 2. zmiešavačom premenený na signál 2. medzifrekvencie s hodnotou 10,7 MHz. Ku zmiešavaniu som použil nízkonapäťový monolitický integrovaný obvod SA 612, ktorý je na to určený a využíva frekvenciu z externého kryštálového oscilátora. Kryštálové oscilátory s touto frekvenciou (48MHz) nie sú veľmi dostupné, je ich možné objednať v jednom z mála obchodov. Ja som tiež hľadal dlhšiu dobu, no aj sa mi podarilo. Z mf tuneru je využitá frekvencia 37,3 MHz, ktorý po odčítaní od frekvencie kryštálu dá požadovaný signál 10,7 MHz druhej medzifrekvencie. f mf 2 = f osc f mf 1 = 48MHz 37,3 MHz = 10,7 MHz Výrobca udáva niekoľko možností zapojenia obvodu SA 612 s oscilátorom. Tieto možnosti sú aj na obr. 5.2.a až 5.2.c 25

34 5.2.d.,Collpytsov oscilátor s kryštálom 5.2.e.,Collpytsov LC oscilátor 5.2.f.,Hartleyov LC oscilátor Výpočet rezonančného obvodu pre kryštál obvodu SA 612: Zapojenie s kryštálovým oscilátorom je veľmi stabilné a má veľa pozitívnych vlastností. Z možných zapojení som si vybral práve toto. Oscilátor je zapojený s kryštálom o frekvencii 48,0 MHz. Kryštál je brúsený z výroby na 3.harmonickú základnú rezonanciu. Aby oscilátor správne kmital na správnej frekvencii 3. harmonickej výbrusu, je v oscilátore okrem spätnoväzobného kapacitného deliča C9(C3) a C7(C2) ešte cievka L5(L1), ktorá tvorí s kondenzátorom C7 paralelný rezonančný obvod. Tento obvod je naladený medzi základnú rezonanciu kryštálu a 3. harmonickú a zamedzuje tak rozkmitaniu oscilátora na základnej rezonancii, na ktorej býva stratový odpor kryštálu menší. Výpočet jednotlivých prvkov. Keďže požadujem aby mi rezonančný obvod kmital na frekvencii medzi základnou rezonanciou kryštálu a 3 harmonickou (48 MHz), môžem vychádzať z toho že: f = 48/3 = 16 MHz čiže potrebujem tento obvod navrhnúť pre frekvenciu o niečo vyššiu ako 16 MHz. Uvažujem teda 16,25 MHz. f = 16,25 MHz nech C7 = 33 pf potrebujem zistiť indukčnosť cievky L5 aby bol tento obvod v rezonancii. Podľa Thomsonovho vzťahu platí: f 1 = 2 π 1 LC 26

35 1 Po úprave dostávame: L = ω 2 C 1 6 Po dosadní: L = = 2, (2 3,14 16,25 10 ) H Obvod SA 612 obsahuje balančný zmiešavač a oscilátor. Je určený pre nízkonapäťové komunikačné systémy s frekvenciou signálu do 500MHz. S lokálnym oscilátorom pre frekvencie väčšie ako 200MHz. Pri frekvencii 45 Mhz je typický šum pre tento monolitycký obvod pod 6 db. Preto je vhodný aj pre bezdrôtové telefóny. Signál prvej medzifrekvencie z tunera je na obvod O01 naviazaný symetricky väzobnou cievkou L1, zmiešavač s obvodom SA 612 je naviazaný na obvod O02 taktiež symetricky väzobným vinutím L 4.(viď konečná schéma) : Obr aVnútorná bloková schéma obvodu SA 612 a usporiadanie jeho pinov Oscilátor v obvode SA 612 je tvorený tranzistorom v zapojení so spoločným kolektorom. Emitor tohto tranzistoru je na vývode 7 IO1 a báza na vývode 6 IO1 IO1 je napájaný napätím 8V, ktoré je stabilizované Zenerovou diódou D1. 27

36 5.2.2Výpočet väzobného obvodu na výstupe IO SA 612 Signál druhej medzifrekvencie (10,7 MHz) je po zmiešaní vedený na vývody 4 a 5 IO 1 a je cez mf obvod O03 privádzaný na keramický filter a je filtrovaný so šírkou pásma asi 150 khz. To je vhodná šírka pásma pre nasledujúci obvod demodulátor. Z katalógového listu tohto IO SA 612 je uvedené aj nasledovné zapojenie rezonančného obvodu, ktorý je naladený na medzifrekvenciu 10,7 MHz.: Obr b Naviazanie zmiešavača na filter Paralelne s hlavným vinutím je kondenzátor, ktorý s touto indukčnosťou rezonuje na 10,7 MHz. Nech: C 10 je 68 pf, potom podľa Thomsonovho vzťahu platí 1 1 L6 = = = 3,25 10 ω C (2 3,14 10,7 10 ) Vedľajšie vinutie je len väzobné a transformuje rezonančný obvod na nízku impedanciu. Tu je potrebné prídavný kondenzátor odstrániť. Táto cievka sa navíja medzi závity prvej cievky. Vo všeobecnosti je za zmiešavačom zaradený mf. zosilňovač. Ak sa mení frekvencia prijímaného signálu, mení sa aj v superheterodyne frekvencia miestneho oscilátora, a to práve tak, aby medzifrekvencia bola stále konštantná. Vďaka tomu môže byť mf zosilňovač naladený trvale na túto pevnú frekvenciu, čo uľahčuje jeho konštrukciu. Takýto zosilňovač môže mať veľké zosilnenie, zaisťujúce prijímaču veľkú citlivosť, naviac možno u neho dosiahnuť veľkú selektivitu a samozrejme aj konštantnú šírku pásma. Celkový vf zisk, ktorému odpovedá vf citlivosť prijímača, závisí teda hlavne na počte mf stupňov, pričom stupňom rozumieme mf ladený obvod a aktívna zosilňujúca súčiastka. 6 H 28

37 Čo by však mnohí amatéri nemali zanedbávať, je záležitosť týkajúca sa medzifrekvenčných filtrov. Výrobcovia v tuneroch osádzajú 230 khz, resp. až 280 khz široké filtre (to je už takpovediac - nešťastie). Preto každý lovec vzdialených signálov - na VKV tieto filtre vymení za užšie. Buď 150 khz, alebo ešte užšie - 110, resp. 80 khz. Veľmi úzke filtre - 56 khz už nie sú veľmi doporučované, nakoľko je to na úkor kvality prednesu stanice, resp. strata stereo efektu, dynamiky a funkcie RDS. Mnohí sa teraz pýtajú - čo sú to tie filtre a prečo je dobré ich pri návrhu nezanedbať... Na kvalite a šírke tohto vstupného článku totiž závisí selektivita celého prijímača. Do každého rádia sa dostáva signál o určitej šírke pásma. Pásmo VKV je široké 200 khz (pásmo stredných vĺn - 9 khz). V celej šírke pásma (VKV) môžu ísť rôzne sprievodné informácie - či už RDS kód, PI kód, rádiotext,... alebo stereo. Zároveň sa však môže stať to, čo je veľmi nepríjemné, že po naladení určitej frekvencie - napríklad MHz, počujeme túto stanicu na MHz, resp. ešte aj na MHz a samozrejme aj opačným smerom - teda na MHz a MHz. A v čom je to pri diaľkovom príjme nevhodné? Jednoducho preto, lebo na MHz, alebo na MHz môže vysielať slabšia - vzdialenejšia stanica. No a tá silná - na MHz ju spoľahlivo "zakryje" a my tú slabšiu nepočujeme. V tomto prípade vieme, že prijímač má osadené široké filtre (buď 230 khz alebo až 280 khz). Takže nám stanica hrá khz - smerom dolu od MHz a 230 khz smerom hore - od MHz (prakticky na troch - až piatich frekvenciách za sebou , 103.9, 104.0, 104.1, MHz). Ideálny stav je teda - dať do prijímača 110 alebo 80 khz filtre. Pri týchto už vieme stanicu vyselektovať len na presne určenú frekvenciu a nestane sa, že presahuje do vedľajších. Selektivita prijímača je teda schopnosť odladiť od seba dva vysielače, ktoré sú vedľa seba. A v prípade širokých filtrov, sa tieto dve stanice (frekvencie) navzájom rušia a miešajú sa do seba. V prijímači sú ďalej podstatné aj citlivé vstupné obvody a ich odolnosť voči silným signálom. Pri silných miestnych signáloch sa môže stať, že ak je rádio málo odolné, tieto signály vôjdu dnu do prijímača a robia "šarapatu". Vstupná jednotka by mala mať hodnotu aspoň 1 µv (mikrovolt) a menej, aby vpustila do prijímača aj slabé signály. S ďalším nepríjemným javom s ktorým sa môžeme stretnúť - je zrkadlová frekvencia. Naladili ste nejakú stanicu na určitej frekvencii a pritom viete, že tam vôbec nevysiela. A naviac - zachytili ste ju v starom nevyužívanom pásme VKV OIRT? (66-74 MHz = tzv. východné pásmo). V tomto prípade sa môže jednať o zrkadlovú frekvenciu. Tá je spôsobená nedokonalosťou prijímača. Stanica sa vo "východnom" pásme OIRT objaví o 21.4 MHz nižšie. A prečo? Oscilátor rádia vytvára signál na frekvencii o 10.7 MHz nižšej ako je signál stanice. 29

38 Pokiaľ je v rádiu osadené dvojité zmiešavanie signálu, zrkadlovú frekvenciu dostaneme o uvedených 21.4 MHz nižšie (2 x 10.7 MHz = 21.4 MHz). Drahšie typy prijímačov majú trojité vstupné zmiešavanie signálu, takže so zrkadlovými frekvenciami by sme sa tu nemali stretnúť. Zrkadlové frekvencie sa totiž vytvárajú len v úseku od 87.5 MHz do cca 96.0 MHz a tie sa prenášajú (zrkadlia) v spomenutom "východnom pásme" MHz. Niektoré však majú aj vstup pre pásmo AM (napr. pre drôtové antény na krátke vlny). Pokiaľ má niektorý prijímač len teleskopickú anténu (prípadne ešte vstavanú feritovú na stredné vlny), musíme si vystačiť len s tým. Môžeme byť však ochudobnený o možnosť skutočného diaľkového príjmu - teda možnosť pripojiť externú anténu (Yagi, dipol, longwire,...). Komunikačné prijímače sú však odkázané len na externé antény, nakoľko tieto zariadenia sú určené iba do interiéru (sú napájané 220 V a nemôžeme ich teda zobrať so sebou do terénu). Frekvenčné spektrum signálu FM pri modulácii jediným harmonickým signálom sa skladá z nekonečného počtu postranných párov pásiem, umiestnených súmerne okolo nosnej vlny. Vzdialené pásma však sú pre prenos informácie nepodstatné a nie je nutné ich prenášať. Potrebná šírka pásma vf kanála je v praxi orientačne určovaná Carsonovým vzťahom. Podľa normy OIRT sa používa maximálny frekvenčný zdvih f = 50kHz a maximálna modulačná frekvencia fm = 15 khz, takže v zhode s Carsonovým vzťahom musí byť šírka pásma mf zosilňovača asi 130 khz. B = 2. f + 2 f m = khz khz = 130 khz a mf signál je najčastejšie 10,7MHz. Signál v poslednom mf stupni je obvykle už tak veľký, že nemôže byť lineárne zosilnený. Tento stupeň potom plní funkciu obmedzovača. Za ním nasleduje detektor FM s článkom deemfáze. Väčšina typov frekvenčných demodulátorov vyžaduje ku svojej realizácii minimálne jeden alebo dva rezonančné obvody LC, ktoré sú rozmerné, drahé a majú malú teplotnú a časovú stabilitu. Z týchto dôvodov nie sú vhodné pre moderné monolitické technológie. Jedným z demodulátorov FM podstatne výhodnejším je koincidenčný kvadratúrny detektor. 30